Изучение режимов работы диодов и транзисторов в электронных схемах

Изучение режимов работы диодов и транзисторов в электронных схемах

Данные методические указания издаются в соответствии с учебным планом.

Рассмотрены и одобрены кафедрой ИУ-6 21,12.87г.-методической комиссией

факультета ИУ 23.12.87 г. и учебно-мето-дическим управлением 08.01.88 г.

Рецензент к.т.н. доц. Меньков А.В.

Московское высшее техническое училище имена Н.Э.Баумана

Цель лабораторного практикума - изучение режимов работы диодов и

транзисторов в электронных схемах, установление связи между параметрами

указанных приборов и параметрами электронных схем, в которых они работают.

Содержание

СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА ПО ЛАБОРАТОРНОЙ РАБОТЕ 2

Работа №1. ДИОДЫ В ИСТОЧНИКАХ ПИТАНИЯ 2

Работа № 2. ТРИ Схемы ВКлючения ТРАНзистора 8

Работа № 3. ключевой РЕжим РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРА 14

Работа №4. УНИПОЛЯРНЫЙ ТРАНЗИСТОР В ШИРОКОПОЛОСНОМ УСИЛИТЕЛЬНОМ КАСКАДЕ С

RC –СВЯЗЯМИ. 18

Редактор Н.Г.Ковалевская Корректор Л.И.Малютина

СОДЕРЖАНИЕ ОТЧЕТА ПО ЛАБОРАТОРНОЙ РАБОТЕ

Отчеты по проведенным лабораторным работам должны включать:

1. Наименование работы.

2. Чертеж принципиальной схемы макета лабораторной работы.

3. Дня каждого этапа выполняемой работы – наименование этапа и

результаты (в форме таблиц, графиков, зарисовок осциллограмм).

4. Краткие выводы по рабе те в целом.

Работа №1. ДИОДЫ В ИСТОЧНИКАХ ПИТАНИЯ

Цель работы - исследование характеристик и параметров выпрямительных

схем и стабилизаторов напряжения. Продолжительность работы - 3,5 часа.

Теоретическая часть

Электронные приборы и устройства требуют для своего питания

стабильного напряжения постоянного тока. В большинстве практических случаев

такое напряжение получают из переменного напряжения сети с помощью

вторичных источников питания, включающих выпрямитель сетевого напряжения,

сглаживающий фильтр и стабилизатор напряжения (рис. I).

Рис.1 Структурная схема вторичного источника питания

В состав выпрямителя обычно входят:

силовой трансформатор, предназначен для получения необходимых величин

переменного напряжения из напряжения сети, а также для гальванической

развязки с сетью;

вентильная группа (чаще всего полупроводниковые диоды), преобразующая

напряжение переменного тока в пульсирующее напряжение постоянного тока;

емкостная нагрузка вентильной группы, представляющая собой конденсатор

относительно большой емкости, который можно также рассматривать как простой

емкостный сглаживающий фильтр. Сглаживающий фильтр, подключаемый к выходу

выпрямителя, уменьшает пульсации выходного напряжения.

Если к выходному напряжению предъявляются высокие требования по

стабильности при колебаниях напряжения сети и тока нагрузки, то в источник

питания вводится стабилизатор напряжения.

На рис. 2а представлена схема однополупериодного выпрямителя с

полупроводниковым выпрямительным диодом V. Как известно, вольтамперная

характеристика (BAX) выпрямительного диода имеет вид, представленный на

рис. 3. Для упрощения практических расчетов ее часто представляют на основе

кусочно-линейной аппроксимации двумя .участками прямых АВ и ВС , причем АВ

идет по оси абсцисс, а наклон ВС определяется средним, прямым

сопротивлением диода [pic]. С целью дальнейшего упрощения иногда принимают

UgH ( 0 и тогда точка В смещается в начало координат. Как следует из такой

аппроксимация ВАX, диод представляют элементом с односторонней

проводимостью, его внутреннее сопротивление на участке ВА стремится к

бесконечности, а на участке ВС сравнительно мало.

[pic]

Рис. 2. Схемы выпрямителей: а - однополупериодного, б –

двухполупериодного (мостового)

На рис. 4 приведены временные диаграммы напряжений и токов в

выпрямителе, работающем на емкостную нагрузку. В интервале времени t2 – t1,

соответствующем изменению фазового угла (t2 – (t1, диод открыт и через него

протекают токи нагрузки и заряда конденсатора С . Постоянная времени заряда

(зар = С(RH ||Rпот), где сопротивление потерь

Rпот = Rпр.ср.+Rтр (Rтр - активное сопротивление потерь трансформатора).

Практически всегда Rпот ( RH и (зар ( С(RH ||Rпот. В остальную часть

периода диод закрыт. В течение этого времени конденсатор разряжается (разр

( С(RH ||Rобр+Rтр)).

Поскольку у правильно выбранных диодов их обратное сопротивление

Rобр(Rтр+RH, постоянная времени разряда (разр ( СRH и ( разр 2U2m. Фазовый угол, в течение которого диод открыт,

обозначается 2(=(t2-(t1, где ( - угол отсечка. Чем меньше ( . тем больше U0

и меньше пульсации. Поэтому ( желательно уменьшать.

В установившемся режиме площади под кривыми тока заряда конденсатора

Jсз и тока разряда Jcр одинаковы. Основные расчетные параметры выпрямителя

являются функциями коэффициента [pic], где m=1 для однополупериодного и m

= 2 для двухполупериодного выпрямителей.

С помощью этого параметра определяют необходимые значения:

Jm - максимального импульса тока через диод;

J2 - действующего значения тока вторичной обмотки трансформатора;

E2 - действующего значения ЭДС вторичной обмотки.

С помощью коэффициента A(() при расчетах определяют и коэффициент

пульсаций, равный отношению напряжения первой гармоники к постоянной

составляющей выпрямленного напряжения U0'

[pic].

Выходное сопротивление [pic], где (U0 и (J0, находят по нагрузочной

характеристике источника U0=f(J0); U0 и J0 - напряжение и ток нагрузки.

На рис. 26 приведена схема двухполупериодного мостового выпрямителя.

Ее особенностью является то, что за период через диоды протекают два

импульса тока. В одном полупериоде ток течет через диода V2 и V3

(пунктирные стрелки), в другом – через диоды V1 и V4. Частота пульсаций

выше в два раза, а величина их меньше. Обратное напряжение на диодах ниже в

две раза Uобр.макс>2U2m по сравнению с однополупериодной схемой. Еще одной

особенностью этой схемы является отсутствие в трансформаторе постоянного

подмагничивания, так как ток вторичной обмотки в полупериодах протекает в

противоположных направлениях.

Для уменьшения пульсации выходного напряжения между выпрямителем и

нагрузкой часто включают сглаживающий фильтр. Качество сглаживания

определяется коэффициентом сглаживания, равным отношению коэффициента

пульсации на входе фильтра к коэффициенту пульсации на его выходе

[pic]

Например, простой LC -фильтр, представляющий собой последовательно о

нагрузкой включенный дроссель и параллельно c нагрузкой включенный

конденсатор, существенно уменьшает пульсации, поскольку для постоянной

составляющей U0 сопротивление дросселя близко к 0, а конденсатора - к

бесконечности, для пульсирующей - наоборот, поэтому постоянная составляющая

проходит через фильтр практически без изменений, а пульсирующая существенно

уменьшается.

Использование электронного стабилизатора позволяет значительно

уменьшить кп, Rвых, а также зависимость U0 от колебаний напряжения сети и

тока нагрузки. Качество стабилизации оценивается коэффициентом стабилизации

при постоянном токе нагрузки

[pic]

где (Uвых - приращение U0 при изменении Uвх на величину (Uвх ;

Uвх.ном ; Uвых.ном - номинальные значения напряжений.

[pic]

Рис. 5. Параметрический стабилизатор (а) и вольт-амперная

характеристика стабилитрона (б)

Простейшим электронным стабилизатором является параметрический

стабилизатор (рис. 5а), состоящий из балластного сопротивления Rб и

стабилитрона. Он устанавливается в источнике питания между нагрузкой и

выпрямителем со сглаживающим фильтром, если таковой имеется. В этой схеме

используется свойство обратно смещенного стабилитрона сохранять напряжение

в области пробоя практически неизменным при значительных избиениях

протекающего через него тока (рис. 56, обратная ветвь ВДХ стабилитрона в

области Uст). При отклонении Uвх от номинального значения почти все

приращение входного напряжения падает на Rб , а выходное напряжение

практически не меняется. При изменении тока нагрузки J2 (Uвх – const)

перераспределение тока между стабилитроном и нагрузкой (изменяется Jcт )

почти без изменения общего тока J1 . Следовательно, напряжение на нагрузке

остается практически постоянным. Коэффициент стабилизации параметрического

стабилизатора определяется по формуле

[pic]

где rg - динамическое сопротивление стабилитрона.

Выходное сопротивление стабилизатора Rвых=Rб||rg(rg так как rg0), а

коллекторный - обратно (Uбк>0) . При этом транзистор обладает усилительными

свойствами и токи его электродов связаны между собой через статические

коэффициенты передачи по току транзистора В и (

В= Iк /Iб , В+1= Iэ /Iб, (= Iк /Iэ

откуда следует, что В=(/(1-(), (=В/В+1.

[pic]

Рис. 8 . Статические вольт-амперные характеристики транзистора: а)

выходные, б) входные.

[pic]

Для оценки параметров усилителя его принципиальную схему преобразуют в

эквивалентную, в которой транзистор замещается своей малосигнальной

эквивалентной схемой рис. 9.

Нас интересуют формулы для кu, кi, кp, Rвх и Rвых в диапазоне средних

частот. На этих частотах можно не учитывать частотную зависимость

коэффициента передачи по току и емкость Скэ(она отбрасывается). Емкости

конденсаторов CI, C2 и СЗ выбирают настолько большими, чтобы на средних

частотах их сопротивление было пренебрежимо малым по сравнению с суммарным

сопротивлением окружающих их резисторов. Поэтому в эквивалентной схеме на

рис.10 они представлены коротко- замкнутыми ветвями. То же относится и к

источнику питания Ек, так как схема на рис.10 справедлива только для

переменных составляющих токов и напряжений. С учетом сказанного резисторы

R1 и R2, так же как и резисторы Rк и RH (RH - нагрузка, подключается к

выходным клеммам усилителя), оказываются соединенными параллельно. Поэтому

в эквивалентной схеме фигурируют Rб = R1||R2 и RkH = Rk||RH. Аналогично

можно получить эквивалентные схемы для каскадов ОБ и ОК. Применяя к

эквивалентным схемам каскадов известные методы анализа электрических цепей

(например, метод контурных токов), можно получить приближенные формулы для

оценки основных параметров усилительных каскадов, представленные в таблице.

В этих формулах

RЭH = RЭ||RH Rвх троэ = rf + rЭ (B+1), где rЭ=26 мВ/IЭА, R'=RrRб/(

Rr+Rб), а Rr- внутреннее сопротивление источника сигнала. Для всех схем

кр=кuкi.

[pic]

Верхняя граничная частота полосы пропускания (на этой частоте Uвых в

[pic] раз меньше, чем на средней частоте) транзисторного каскада зависит от

параметров транзистора fh21б, B, Cк, rб и rэ, нагрузки RH,CH , внутреннего

сопротивления источника сигнала Rr и схемы включения транзистора. Дkя

любого усилительного каскада fв=(2((в)-1 где (в=G((в+CкэRкH)+CHRкH. В

последней формуле (в=(B+1)/ 2( fh21б, Cкэ=Cк(B+1), а коэффициент G для

каждой схемы включения транзистора вычисляют по формулам таблицы.

Описание макета

Исследуемая в работе схема представлена на рис. II. С помощью

переключателей, расположенных на передней панели лабораторной установки,

можно путем соответствующей коммутации эмиттерной, базовой и коллекторной

цепей транзистора собрать любой из трех усилительных каскадов (ОЭ, ОБ или

ОК).

Для оценки входного тока усилителя служат измерительные резисторы

R1(ОЭ, ОК) и R6(ОБ). При этом iвх=(Uг-Uвх)/Rизм, где Uг. - напряжение на

клеммах генератора, Uвх напряжение на входе усилителя (за измерительным

резистором).

При опенке выходного сопротивления усилителя

Rвых =Uвых xx/iвых кз будем считать, что холостой ход на выходе усилителя

возникает, если установить RH=RHмакс, а режим короткого замыкания – при

RH=RHмин, так как других возможностей данная лабораторная установка не

предоставляет.

[pic]

Рис. II. Схема макета лабораторной работы № 2

Питание усилительного каскада осуществляется от источника G1,

напряжение на выходе которого устанавливают 10 В.

В исследуемой схеме стоит маломощный низкочастотный транзистор МП42А (

fh21б = 1(3 мГц, В= 30(50, rб= 200 Ом, Ск = 30 пФ, Ркмакс =200 мВт).

Резисторы и конденсаторы имеют следующие номиналы: R1=1 кОм, R2=11 кОм,

R3=5.1 кОм, R4=R5=R9=3.6 кОм, R6=470 Ом, R7=20 Ом, R8=510 Ом, R10=10 кОм,

С1=С2=С3=20 мкф.

Задание

Подготовить к работе генератор стандартных сигналов (ГСС) и

милливольтметр переменного тока с большим входным сопротивлением.

Ознакомившись с назначением органов управления лабораторной установки и

присоединив к ней измерительные приборы, подключить установку к сети

переменного тока.

1. Подавая на вход схемы синусоидальный сигнал с частотой fc=2кГц

(средняя частота для усилителя) и напряжением Uг = 35 мВ, для каждого из

усилительных каскадов ОЭ, ОБ, ОК провести экспериментальную оценку

малосигнальных параметров каскада Rвх, кi, кu, кр, Rвых различных

сопротивлениях нагрузки RН . Построить зависимости параметров усилителя от

RН .

2. Используя формулы таблицы, оценить те же параметры усилителя и

вычислить относительное расхождение между экспериментальными и

аналитическими результатами.

3. Пользуясь экспериментальными данными определить, какой каскад и при

каких RН обладает наибольшим усилением по мощности. Объясните почему?

4. Дать заключение, как соотносятся между собой у различных каскадов

кi, кu, Rвх , Rвых. Объясните полученные результаты.

5. Экспериментально определить верхнюю граничную частоту для каждого

из каскадов ОЭ, ОБ и ОК при RН = R10 . Напряжение на выходе ГСС

поддерживать неизменным на всех частотах и равным 35 мВ.

6. Рассчитать fв для каждого каскада и сопоставить расчетные и

экспериментально полученные значения между собой.

Контрольные вопросы

1. Какова малосигнальная эквивалентная схема транзистора,

транзисторных каскадов ОЭ, ОБ, ОК?

2. Чем отличаются между собой усилительные каскады ОЭ, ОБ, ОК (схемные

различия, различия в параметрах и характеристиках)?

3. Как измерить входное и выходное сопротивления усилителя, усиление

по напряжению, току, мощности?

4. Объясните, почему возникают искажения в транзисторных каскадах?

Какова природа возникающих искажений?

5. Дайте определение граничной частоты усилителя.

Литература

1. В.Г.Гусев, Ю.М.Гусев. Электроника. - М.: Высшая школа,1982. - С.

I62-I78.

2. Е.И.Манаев. Основы радиоэлектроники. - М.: Радио и связь, 1985. -

С. 95-100, I30-I32.

Работа № 3. ключевой РЕжим РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРА

Цель работы - исследовать статические режимы и переходные процессы в

схеме простого транзисторного ключа. Продолжительность работы - 3,5 часа.

Теоретическая часть

Транзисторные ключи (ТК) являются основой логических элементов ЭВМ.

Дня отображения двоичных символов используются статические состояния ТК, в

которых транзистор работает в режимах отсечки или насыщения. Во время

переходных процессов при переключении из одного статического состояния в

другое транзистор работает в нормальном и инверсном активных режимах.

Основными параметрами статических состояний ТК являются напряжение

насыщения Uкэн и обратный ток Jко. Режим отсечки ТК (рис. 12)

характеризуется низким уровнем напряжения

Uвых=-Ек+JкоRк(-Ек. В режиме насыщения через ТК протекает ток

[pic] Uвых=Uкэ(0.

Основными параметрами переходных процессов являются: при включении ТК

tз - время задержки и tф - длительность фронта, а при выключении tрас -

время рассасывания накопленного в базе заряда и tc - длительность среза.

На рис. 13 представлены временные диаграммы, иллюстрирующие переходные

процессы в ТK. Время задержки [pic], где (вх=RбСвх ; Uб0- начальное

напряжение на Свх. Длительность фронта определяется по формуле

[pic]

Рис. 13. Временные диаграммы работы транзисторного ключа

Для удобства измерения фронта его часто определяют как время

нарастания тока от уровня 0.1Jкн до уровня 0.9Jкн ; [pic]. В этих формулах

[pic] (fв- верхняя граничная частота каскада ОЭ), а [pic]- коэффициент

насыщения. Ток базы, соответствующий границе насыщения, [pic]

Время рассасывания заряда в базе [pic], где (u - время жизни

неосновных носителей в базе в режиме насыщения.

Время рассасывания характеризуется интервалом времени от момента

подачи запирающего входного напряжения +Еб2 до момента, когда заряд в базе

уменьшается до граничного значения Qгр=Jбн(u,при котором транзистор

переходит из насыщенного состояния в активный режим. Если коллекторный

переход запирается раньше эмиттерного (tк>Rc и Rн>>Rc,

кu0(SRс.

[pic]

На высоких частотах нельзя пренебрегать емкостями, шунтирующими

нагрузку. К ним относятся: выходная емкость рассматриваемого каскада,

входная динамическая емкость транзистора следующего каскада (или емкость

нагрузки) и паразитная монтажная емкость. Эти емкости включены между собой

параллельно, поэтому в эквивалентной схеме рис. 17г емкость С0 равна их

сумме.

Постоянная времени (в перезаряда заряда емкости С0 равна:

(в=С0(Ri||Rc||Rн). Соответственно высшая граничная частота fв полосы

пропускания усилителя определяется как fв =(2((в)-1. Расширить полосу

пропускания усилителя в условиях, когда уже заданы Rн и тип транзистора,

можно только за счет уменьшения Rc. Однако при этом уменьшается кu0.

На низких частотах становится заметным сопротивление разделительного

конденсатора Ср. Постоянная времени (н перезаряда Ср как видно из

эквивалентной схема рис. 17д, равна (н =ср(Ri||Rc+Rн), и если в качестве Rн

выступает Rз последующего каскада, то Rн>>Rc, и тогда (н (СрRн. Низшая

граничная частота fн полосы пропускания связана с (н следующим образом:

fн=(2((н)-1. Поэтому для расширения полосы пропускания усилителя в сторону

низших частот нужно увеличивать Ср и Rн.

Амплитудные характеристики усилителя Uвх=f(Uвх) по которым определяют

кu0 и Uвхмакс, обычно снимаются на средней [pic] или близкoй к ней частоте.

На этой частоте сдвиг по фазе между выходным и входным сигналами

отсутствует, а влиянием реактивных компонентов на работу схемы можно

пренебречь.

При усилении импульсных сигналов усилитель с ограниченной полосой

пропускания (в пределах fв -fн ) искажает их форму. Если подать на вход

усилителя идеальный прямоугольный импульс, то на выходе получится сигнал с

длительностью фронта (ф =2,2(в и относительным спадом вершины

(U=(U/Um=(и/(н где (U -абсолютный спад вершины импульса, а Um и (и . –

соответственно амплитуда и длительность выходного импульса.

Одним из путей расширения полосы пропускания усилителя, а

следовательно, уменьшения искажения усиливаемых импульсных сигналов

является дополнение усилителя специальными корректирующими цепями. Такие

цепи представлены на принципиальной схема усилителя рис. 18а. Здесь Rф и Сф

обеспечивают улучшение низкочастотных свойств усилителя, а Lк -

высокочастотных. Действие этих цепей основано на увеличении сопротивления

нагрузки в выходной (стоковой) цепи транзистора на тех частотах, где в

некорректированном усилителе наблюдался спад усиления.

[pic]

Рис.18. Принципиальная схема широкополосного усилителя с цепями

коррекции а) и его эквивалентные схемы на низких б) и высоких в) частотах

В области низких частот эквивалентную схему выходной цепи усилителя

можно представить как на рис. 186. Она построена (с целью упрощения

анализа) в предположении, что Ri и Rф значительно больше Rс. Из

рассмотрения этой эквивалентной схемы вытекает, что выходное напряжение,

определяемое формулой

[pic]

не будет зависеть от частоты, если обеспечить равенство произведений RсСф и

RнСр. Если же допустить, что RсСф < RнСр , то с уменьшением частоты будет

наблюдаться не спад. а рост выходного напряжения (перекоррекция). Усилитель

будет недокорректирован, когда RсСф >RнСр .

Добавление дросселя Lк (элемент высокочастотной коррекции в стоковой

цепи транзистора) позволяет получить в выходной цепи усилителя параллельный

колебательный контур (рис. 18в). резонирующий на частоте [pic], которая

выбирается возле верхней граничной частоты некорректированного усилителя.

Поскольку на резонансной частоте и возле нее сопротивление параллельного

резонансного контура, близкое к [pic] где [pic]оказывается больше модуля

сопротивления zc , стоящего в выходной цепи транзистора у

некорректированного усилителя [pic] то и выходное напряжение

корректированного усилителя возле (рез больше. Дня получения наилучшей

форме переходной, амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик

добротность колебательного контура Q выбирается небольшой, т.е. чтобы

коэффициент коррекции m=Q2 находился в пределах 0,322...0,414.

Описание макета

Исследуемая схема представлена на рис. 19. Схема позволяет выполнять

следующие эксперименты:

- снимать статические и динамические стоко-затворные характеристики

транзистора о целью правильного выбора положения рабочей точки транзистора.

При этом изменяется напряжение источника G2 и регистрируется ток стока с

помощью миллиамперметра I1;

- изменять сопротивления резисторов и емкости конденсаторов в выходной

цепи транзистора с помощью переключателей, расположенных на передней панели

макета;

- связывать специальные клеммы, к которым подключены регистрирующие в

приборы (милливольтметр и осциллограф) с любой контрольной точкой схемы с

помощью специальных клавиш.

Исследование работы усилителя проводить при Ес, равном 10 В. В макете

установлен маломощный транзистор КП103М с параметрами S(1,3 мА/В; Uпср =

4,0 В; Сзн = 20 пФ; Сзс = 8 пФ; Рмакс=120мВт. Остальные детали имеют

следующие параметры:

R1= 1,00 кОм; R2= I кОм; R3= 2 кОм; R4= 100 кОм;

R5=910 кОм; R6= 100 кОм; С1 = 2200 пф; С2= 20 мкф;

C3= 0,1 мкф; С4= 750 пф; С5= 4700 пф; С6 = 1200 пф

С7= 300 пф, Lк = 5500 мкГн.

[pic]

Рис. 19. Схема макета лабораторной работы № 4

Подготовить к работе генератор стандартных сигналов, милливольтметр

переменного тока, осциллограф и генератор прямоугольных импульсов.

Ознакомившись с назначением органов управления лабораторной установки и

присоединив к ней измерительные приборы, подключить установку к сети.

1. Обеспечить работу усилителя в классе А.

2. Экспериментально определить коэффициент усиления усилителя по

напряжению, и динамический диапазон усилителя Uвхмакс при различных Rс.

Дать заключение, как влияет сопротивление Rc на кu0 и Uвхмакс;

3. Собрать схему усилителя, имеющего наименьшую полосу пропускания.

Снять и построить в полулогарифмическом масштабе АЧХ. Определить нижний и

верхнюю граничные частоты.

4. Повторить п. 3 дня усилителя, имеющего наиболее широкую полосу

пропускания (без цепей коррекции),

5. Дать заключение о влиянии параметров транзистора и деталей схемы на

граничные частота полосы пропускания усилителя.

6. Расширить полосу пропускания усилителя (по сравнению с п.4) за счет

применения цепей коррекции. Снять и построить АЧХ и оценить, на сколько при

этом изменились граничные частоты.

7. Исследовать прохождение импульсного сигнала с параметрами (н= 10

мкс и f = 10 кГц через линейный усилитель для вариантов схемы п.3, п.4 и

п.6. Оценить искажения формы прямоугольного импульса в каждом случае и

найти по искажениям граничные частоты усилителя.

8. Рассчитать кu0, fв , fн для рассматриваемых вариантов усилителя и

оценить относительную разность между вычисленными и экспериментально

найденными значениями параметров.

Контрольные вопросы

1. Чем различаются между собой статические и динамические ВАХ

униполярного транзистора?

2. Каковы источники НЧ и ВЧ искажений в усилителе?

3. Как расширить полосу пропускания усилителя?

4. Какие детали определяют коэффициент усиления по напряжению

усилителя и его динамический диапазон?

5. Какова связь между граничными частотами полосы пропускания

усилителя и искажениями формы прямоугольного импульса, усиливаемого им?

Литература

Манаеа Е.И. Основы радиоэлектроники. - М.: Радио и связь,1985. - С.

I59-I62, 209-216.

-----------------------

Выпрямитель

Сглаживающий фильтр

Стабилизатор напряжения

сеть

U~

U~

Рис. 3. Вольт-амперная характеристика диода

Рис. 4. Временные диаграммы, отражающие работу однополупериодного

выпрямителя

Рис. 12. Принципиальная схема транзисторного ключа

Рис.15. Принципиальная схема усилительного каскада с RС-связями