Расчет корректирующих цепей широкополосных усилительных каскадов на полевых транзисторах

Расчет корректирующих цепей широкополосных усилительных каскадов на полевых транзисторах

РАСЧЕТ КОРРЕКТИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ НА

ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Цель работы – получение законченных аналитических выражений для

расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов

корректирующих цепей наиболее известных и эффективных схемных решений

построения усилительных каскадов на полевых транзисторах (ПТ).

Основные результаты работы – вывод и представление в удобном для

проектирования виде расчетных соотношений для усилительных каскадов с

простой индуктивной и истоковой коррекциями, с четырехполюсными

диссипативными межкаскадными корректирующими цепями второго и

четвертого порядков, для входной и выходной корректирующих цепей. Для

усилительного каскада с межкаскадной корректирующей цепью четвертого

порядка приведена методика расчета, позволяющая реализовать заданный

наклон его амплитудно-частотной характеристики с заданной точностью.

Для всех схемных решений построения усилительных каскадов на ПТ

приведены примеры расчета.

1 ВВЕДЕНИЕ

Расчет элементов высокочастотной коррекции является неотъемлемой частью

процесса проектирования усилительных устройств. В известной литературе

материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для

проектирования виде. В этой связи в статье собраны наиболее известные и

эффективные схемные решения построения широкополосных усилительных

устройств на ПТ, а соотношения для расчета коэффициента усиления, полосы

пропускания и значений элементов корректирующих цепей даны без выводов.

Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства

справедливости приведенных соотношений.

Особо следует отметить, что в справочной литературе по отечественным ПТ

[1, 2] не приводятся значения элементов эквивалентной схемы замещения ПТ.

Поэтому при расчетах следует пользоваться параметрами зарубежных аналогов

[2, 3] либо осуществлять проектирование на зарубежной элементной базе [3].

2 ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТОВ

В соответствии с [4, 5, 6], предлагаемые ниже соотношения для расчета

усилительных каскадов на ПТ основаны на использовании эквивалентной схемы

замещения транзистора, приведенной на рисунке 2.1,а, и полученной на её

основе однонаправленной модели, приведенной на рисунке 2.1,б.

|[pic] |[pic] |

|а) |б) |

Рисунок 2.1

Здесь СЗИ – емкость затвор-исход, СЗС – емкость затвор-сток, ССИ – емкость

сток-исток, RВЫХ – сопротивление сток-исток, S – крутизна ПТ, СВХ =.CЗИ

+СЗС(1+SRЭ), RЭ=RВЫХRН/(RВЫХ+RН), RН – сопротивление нагрузки каскада на

ПТ, CВЫХ=ССИ+СЗС.

3 РАСЧЕТ НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДА С ОБЩИМ ИСТОКОМ

3.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД

Принципиальная схема некорректированного усилительного каскада

приведена на рисунке 3.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на

рисунке 3.1,б.

|[pic] | |

| | |

| | |

| |[pic] |

|а) |б) |

Рисунок 3.1

В соответствии с [6], коэффициент усиления каскада в области верхних

частот можно описать выражением:

[pic], (3.1)

где [pic]; (3.2)

[pic]; (3.3)

[pic]; (3.4)

[pic]; (3.5)

[pic]; [pic] - текущая круговая частота.

При заданном уровне частотных искажений

[pic] (3.6)

верхняя частота fВ полосы пропускания каскада равна:

[pic], (3.7)

где [pic].

Входное сопротивление каскада на ПТ, без учета цепей смещения,

определяется входной емкостью:

[pic]. (3.8)

Пример 3.1. Рассчитать fB, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке

3.1, при использовании транзистора КП907Б (СЗИ=20 пФ; СЗС=5 пФ; ССИ=12 пФ;

RВЫХ=150 Ом; S=200 мА/В [7]) и условий: RН=50 Ом; YB=0,9; K0=4.

Решение. По известным K0 и S из (3.2) найдем: RЭ=20 Ом. Зная RВЫХ, RН и

RЭ, из (3.3) определим: RС = 43 Ом. По (3.4) и (3.5) рассчитаем: С0=17 пФ;

[pic]=[pic]. Подставляя известные [pic] и YВ в (3.7), получим: fB=227 МГц.

По формуле (3.8) найдем: СВХ=45 пФ.

3.2 ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД

Принципиальная схема каскада приведена на рисунке 3.2,а, эквивалентная

схема по переменному току - на рисунке 3.2,б.

|[pic] | |

| | |

| | |

| |[pic] |

|а) |б) |

Рисунок 3.2

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается

выражением (3.1), в котором значения RЭ и С0 рассчитываются по формулам:

[pic]; (3.9)

[pic], (3.10)

где СВХ – входная емкость нагружающего каскада.

Значения fB и СВХ каскада рассчитываются по соотношениям (3.7) и (3.8).

Пример 3.2. Рассчитать fB, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке

3.2, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора в примере

3.1) и условий: YB=0.9; K0=4; входная емкость нагружающего каскада - из

примера 3.1.

Решение. По известным K0 и S из (3.2) найдем: RЭ=20 Ом. Зная RЭ и RВЫХ,

из (3.9) определим: RC=23 Ом. По (3.10) и (3.4) рассчитаем С0=62 пФ;

[pic]=[pic]. Подставляя известные [pic] и YB в (3.7), получим: fB=62 МГц.

По формуле (3.8) найдем: СВХ=45 пФ.

3.3 РАСЧЕТ ИСКАЖЕНИЙ, ВНОСИМЫХ ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ

Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рисунке 3.3,а,

эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.3,б.

|[pic] | |

| | |

| |[pic] |

|а) |б) |

Рисунок 3.3

Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается

выражением [6]:

[pic],

где [pic]; (3.11)

[pic]; (3.12)

[pic];

СВХ – входная емкость каскада на ПТ.

Значение fB входной цепи рассчитывается по формуле (3.7).

Пример 3.3. Рассчитать K0 и fB входной цепи, приведенной на рисунке

3.3, при условиях : RГ=50 Ом; RЗ=1 МОм; YB=0,9; CВХ – из примера 3.1.

Решение. По (3.11) найдем: K0=1, по (3.12) определим: [pic]=[pic].

Подставляя [pic] и YB в (3.7), получим: fB=34,3 МГц.

4 РАСЧЕТ КАСКАДА С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ИНДУКТИВНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ

Принципиальная схема каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией

приведена на рисунке 4.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на

рисунке 4.1,б.

| | |

|[pic] | |

| | |

| |[pic] |

|а) |б) |

Рисунок 4.1

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать

выражением [6]:

[pic],

где K0=SRЭ; (4.1)

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic].

Значение [pic], соответствующее оптимальной по Брауде амплитудно-

частотной характеристике (АЧХ) [6], рассчитывается по формуле:

[pic]. (4.2)

При заданном значении YB верхняя частота полосы пропускания каскада

равна:

[pic]. (4.3)

Входная емкость каскада определяется соотношением (3.8).

При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше

соотношения справедливы. Однако RЭ, R0 и С0 принимаются равными:

[pic], (4.4)

где СВХ – входная емкость оконечного каскада.

Пример 4.1. Рассчитать fB, LC, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке

4.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере

3.1) и условий: YB=0,9; K0=4; каскад работает в качестве предоконечного;

входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1.

Решение. По известным K0 и S из (4.1) найдем: RЭ=20 Ом. Далее по (4.4)

получим: RC=23 Ом; R0= 150 Ом; C0=62 пФ; [pic]=[pic]. Подставляя C0, RC, R0

в (4.2), определим: LCопт=16,3 нГн. Теперь по формуле (4.3) рассчитаем:

fB=126 МГц. Из (3.8) найдем: CВХ=45 пФ.

5 РАСЧЕТ КАСКАДА С ИСТОКОВОЙ КОРРЕКЦИЕЙ

Принципиальная схема каскада с истоковой коррекцией приведена на

рисунке 5.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 5.1,б.

|[pic] | |

| | |

| | |

| | |

| | |

| |[pic] |

|а) |б) |

Рисунок 5.1

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать

выражением [6]:

[pic],

где K0=SRЭ/F; (5.1)

[pic]; (5.2)

[pic];

[pic];

[pic];

[pic].

Значение С1опт, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ,

рассчитывается по формуле:

[pic]. (5.3)

При заданном значении YB верхняя частота полосы пропускания каскада

равна:

[pic]. (5.4)

Входная емкость каскада определяется соотношением:

[pic]. (5.5)

При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше

соотношения справедливы. Однако RЭ и С0 принимаются равными:

[pic], (5.6)

где СВХ – входная емкость оконечного каскада.

Пример 5.1. Рассчитать fB, R1, С1, СВХ каскада, приведенного на рисунке

5.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере

3.1) и условий: YB=0,9; K0=4; каскад работает в качестве предоконечного;

входная емкость нагрузочного каскада - из примера 3.1.

Решение. По известным K0, S, RЭ из (5.1), (5.2) найдем: F=7,5 ;

R1=32,5 Ом. Далее получим: С0=62 пФ; [pic]=[pic]. Из (5.3) определим

С1опт=288 пФ. Теперь по формуле (5.4) рассчитаем: fB=64,3 МГц. Из (5.5)

найдем: СВХ=23,3 пФ.

6 РАСЧЕТ ВХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ

Из приведенных выше примеров расчета видно, что наибольшие искажения

АЧХ обусловлены входной цепью. Для расширения полосы пропускания входных

цепей усилителей на ПТ в [8] предложено использовать схему, приведенную на

рисунке 6.1.

|[pic] | |

| | |

| |[pic] |

|а) |б) |

Рисунок 6.1

Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот можно

описать выражением:

[pic],

где [pic]; (6.1)

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

СВХ – входная емкость каскада на ПТ.

Значение L3опт, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ,

рассчитывается по формуле:

[pic]. (6.2)

При заданном значении YB и расчете LЗопт по (6.2) верхняя частота

полосы пропускания входной цепи равна:

[pic]. (6.3)

Пример 6.1. Рассчитать fB, RЗ, LЗ входной цепи, приведенной на рисунке

6.1, при условиях: YB=0,9; RГ=50 Ом; СВХ – из примера 3.1; допустимое

уменьшение К0 за счет введения корректирующей цепи – 2 раза.

Решение. Из условия допустимого уменьшения К0 и соотношения (6.1)

найдем: RЗ=50 Ом. Подставляя известные СВХ, RГ и RЗ в (6.2), получим:

LЗопт=37,5 нГн. Далее определим: [pic]=[pic]; [pic]=[pic]. Подставляя

найденные величины в (6.3), рассчитаем: fB=130 МГц.

7 РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ

В рассматриваемых выше усилительных каскадах расширение полосы

пропускания связано с потерей части выходной мощности в резисторах

корректирующих цепей (КЦ) либо цепей обратной связи. От выходных каскадов

усилителей требуется, как правило, получение максимально возможной выходной

мощности в заданной полосе частот. Из теории усилителей известно [9], что

для выполнения указанного требования необходимо реализовать ощущаемое

сопротивление нагрузки для внутреннего генератора транзистора равным

постоянной величине во всем рабочем диапазоне частот. Этого можно

достигнуть, включив выходную емкость транзистора в фильтр нижних частот,

используемый в качестве выходной КЦ. Схема включения выходной КЦ приведена

на рисунке 7.1.

|[pic] | |

| |[pic] |

|а) |б) |

Рисунок 7.1

При работе выходного каскада без выходной КЦ модуль коэффициента

отражения [pic] ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего генератора

транзистора равен [9]:

[pic]. (7.1)

Уменьшение выходной мощности относительно максимального значения,

обусловленное наличием CВЫХ, составляет величину:

[pic], (7.2)

где [pic]– максимальное значение выходной мощности на частоте [pic] при

условии равенства нулю СВЫХ; [pic] – максимальное значение выходной

мощности на частоте [pic] при наличии СВЫХ.

Использование фильтра нижних частот в качестве выходной КЦ при

одновременном расчете элементов L1, C1 по методике Фано [9] позволяет

обеспечить минимально возможное, соответствующее заданным CВЫХ и fB,

значение максимальной величины модуля коэффициента отражения [pic] в полосе

частот от нуля до fB.

В таблице 7.1 приведены нормированные значения элементов L1, C1, CВЫХ,

рассчитанные по методике Фано, а также коэффициент [pic], определяющий

величину ощущаемого сопротивления нагрузки RОЩ, относительно которого

вычисляется [pic] [9].

Таблица 7.1

|[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |

|0,1 |0,18 |0,099 |0,000 |1,000 |

|0,2 |0,382 |0,195 |0,002 |1,001 |

|0,3 |0,547 |0,285 |0,006 |1,002 |

|0,4 |0,682 |0,367 |0,013 |1,010 |

|0,5 |0,788 |0,443 |0,024 |1,020 |

|0,6 |0,865 |0,513 |0,037 |1,036 |

|0,7 |0,917 |0,579 |0,053 |1,059 |

|0,8 |0,949 |0,642 |0,071 |1,086 |

|0,9 |0,963 |0,704 |0,091 |1,117 |

|1,0 |0,966 |0,753 |0,111 |1,153 |

|1,1 |0,958 |0,823 |0,131 |1,193 |

|1,2 |0,944 |0,881 |0,153 |1,238 |

|1,3 |0,927 |0,940 |0,174 |1,284 |

|1,4 |0,904 |0,998 |0,195 |1,332 |

|1,5 |0,882 |1,056 |0,215 |1,383 |

|1,6 |0,858 |1,115 |0,235 |1,437 |

|1,7 |0,833 |1,173 |0,255 |1,490 |

|1,8 |0,808 |1,233 |0,273 |1,548 |

|1,9 |0,783 |1,292 |0,292 |1,605 |

|2,0 |0,760 |1,352 |0,309 |1,664 |

Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:

[pic] (7.3)

Расчет частотных искажений, вносимых выходной цепью оконечного каскада,

приведен в разделе 3.1. При использовании выходной КЦ частотные искажения,

вносимые выходной цепью, определяются соотношением:

[pic]. (7.4)

Коэффициент усиления каскада с выходной КЦ определяется выражением

(3.2).

Пример 7.1. Рассчитать выходную КЦ для усилительного каскада на

транзисторе КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) при RН=50 Ом,

fB=200 МГц. Определить RОЩ, уменьшение выходной мощности на частоте fB и

уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью при использовании КЦ и

без нее.

Решение. Найдем нормированное значение СВЫХ: [pic]= =[pic]= 1,07.

Ближайшее значение коэффициента [pic] в таблице 7.1 равно 1,056. Этому

значению [pic] соответствуют: [pic]=1,5; [pic]=0,882; [pic]=0,215;

[pic]=1,382. После денормирования по формулам (7.3) имеем: [pic]=35,1 нГн;

[pic]=24 пФ; RОЩ=36,2 Ом. Используя соотношения (7.1), (7.2), найдем, что

при отсутствии выходной КЦ уменьшение выходной мощности на частоте fB,

обусловленное наличием СВЫХ, составляет 2,14 раза, а при ее использовании -

1,097 раза. При отсутствии выходной КЦ уровень частотных искажений,

вносимых выходной цепью, определяется соотношением (3.7). Для условий

примера 7.1 [pic]=[pic]. Подставляя в (3.7) известные [pic] и fB, получим:

YB=[pic]=0,795. При наличии выходной КЦ из (7.4) найдем: YB = 0,977.

8 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ВТОРОГО ПОРЯДКА

Принципиальная схема усилителя с межкаскадной КЦ второго порядка

приведена на рисунке 8.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на

рисунке 8.1,б. [10].

|[pic] |

|а) |

|[pic] |

|б) |

Рисунок 8.1

Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1 в области верхних частот

можно описать выражением [11, 12]:

[pic], (8.1)

где K0=SRЭ; (8.2)

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic] – сопротивление сток-исток транзистора T1; [pic]; [pic]; [pic];

[pic]; [pic] – нормированные относительно [pic] и [pic] значения

элементов [pic], [pic], [pic], [pic], [pic]; [pic]=[pic]; [pic]; [pic] –

нормированная частота; [pic] – текущая круговая частота; [pic] – высшая

круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя; [pic] –

входная емкость транзистора Т2; [pic] – выходная емкость транзистора T1.

В таблице 8.1 приведены нормированные значения элементов [pic], [pic],

[pic], вычисленные для ряда нормированных значений [pic], при двух

значениях допустимой неравномерности АЧХ [pic].

Таблица 8.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-

выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и

решение системы компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа

передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент

усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной

полосе частот [14].

Таблица 8.1

|[pic] |[pic]дБ |[pic]дБ |

| |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |

|0,01 |1,597 |88,206 |160,3 |2,02 |101 |202,3 |

|0,05 |1,597 |18,08 |32,061 |2,02 |20,64 |40,47 |

|0,1 |1,597 |9,315 |16,03 |2,02 |10,57 |20,23 |

|0,15 |1,597 |6,393 |10,69 |2,02 |7,21 |13,5 |

|0,2 |1,596 |4,932 |8,019 |2,02 |5,5 |10,1 |

|0,3 |1,596 |3,471 |5,347 |2,02 |3,856 |6,746 |

|0,4 |1,595 |2,741 |4,012 |2,02 |3,017 |5,06 |

|0,6 |1,594 |2,011 |2,677 |2,02 |2,177 |3,373 |

|0,8 |1,521 |1,647 |2,011 |2,02 |1,758 |2,53 |

|1 |1,588 |1,429 |1,613 |2,02 |1,506 |2,025 |

|1,2 |1,58 |1,285 |1,351 |2,02 |1,338 |1,688 |

|1,5 |1,467 |1,178 |1,173 |2,02 |1,17 |1,352 |

|1,7 |1,738 |1,017 |0,871 |2,015 |1,092 |1,194 |

|2 |1,627 |0,977 |0,787 |2,00 |1,007 |1,023 |

|2,5 |1,613 |0,894 |0,635 |2,03 |0,899 |0,807 |

|3 |1,61 |0,837 |0,53 |2,026 |0,833 |0,673 |

|3,5 |1,608 |0,796 |0,455 |2,025 |0,785 |0,577 |

|4,5 |1,606 |0,741 |0,354 |2,025 |0,721 |0,449 |

|6 |1,605 |0,692 |0,266 |2,024 |0,666 |0,337 |

|8 |1,604 |0,656 |0,199 |2,024 |0,624 |0,253 |

|10 |1,604 |0,634 |0,160 |2,024 |0,598 |0,202 |

При известных значениях [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] расчет

межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление [pic]. Нормирование

значения [pic] по формуле: [pic]. Нахождение по таблице 8.1 ближайшего к

вычисленному табличного значения [pic]. Определение по таблице 8.1

соответствующих значений [pic], [pic], [pic] и их денормирование по

формулам: [pic]; [pic]; [pic]. Вычисление значения [pic]: [pic].

При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной [pic]

принимается равной нулю, [pic] принимается равным [pic], а коэффициент

передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле (3.11).

В случае необходимости построения нормированной частотной

характеристики проектируемого усилительного каскада значения [pic], [pic],

[pic], [pic] следует подставить в (8.1) и найти модуль [pic]. Реальная

частотная характеристика может быть найдена после денормирования

коэффициентов [pic], [pic], [pic] по формулам: [pic]; [pic]; [pic].

Пример 8.1. Рассчитать межкаскадную КЦ усилительного каскада,

приведенного на рисунке 8.1, его [pic] и [pic] при использовании

транзисторов КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: fB=100

МГц; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая

неравномерность АЧХ - [pic]дБ, [pic]=1 кОм.

Решение. По известным [pic], [pic] и [pic] найдем: [pic]= =[pic]=3,67.

Из таблицы 8.1 для неравномерности АЧХ [pic]дБ и для ближайшего табличного

значения нормированной величины [pic], равного 3,5, имеем: [pic]=2,025,

[pic]=0,785, [pic]=0,577. Денормируя [pic], [pic] и [pic], получим:

[pic]=24,8 пФ; L2=162 нГн; R3=75 Ом. Теперь по (8.2) рассчитаем: K0=9,5.

Вычитая из [pic] величину [pic], определим: С1= =7,8 пФ. Из (3.8) найдем:

СВХ=72,5 пФ.

10 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ЧЕТВЕРТОГО

ПОРЯДКА

Принципиальная схема усилителя с межкаскадной корректирующей цепью

четвертого порядка [15] приведена на рисунке 9.1,а, эквивалентная схема по

переменному току - на рисунке 9.1,б.

|[pic] |

|а) |

|[pic] |

|б) |

Рисунок 9.1

Несмотря на то, что КЦ содержит пять корректирующих элементов,

конструктивно ее выполнение может оказаться проще выполнения КЦ второго

порядка.

Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1 в области верхних частот

можно описать выражением [14]:

[pic], (9.1)

где [pic]; (9.2)

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

RВЫХ1 – сопротивление сток-исток транзистора T1; СВХ2 – входная

емкость транзистора T2; [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] –

нормированные относительно [pic] и [pic] значения элементов L1, R2, C3,

C4, L5, соответствующие преобразованной схеме КЦ, в которой значение

CВЫХ1 равно нулю, а значение СВХ2 равно бесконечности; СВЫХ1 – выходная

емкость транзистора T1; [pic]; [pic] – нормированная частота; [pic] –

текущая круговая частота; [pic] – высшая круговая частота полосы

пропускания разрабатываемого усилителя.

В таблице 9.1 приведены нормированные значения элементов L1, R2, C3,

C4, L5, вычисленные для случая реализации усилительного каскада с различным

наклоном АЧХ, лежащим в пределах [pic] дБ, при допустимом значении [pic]

равном [pic] дБ и [pic] дБ, и при условии равенства нулю значения СВЫХ1 и

бесконечности - значения СВХ2.

Таблица 9.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-

выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и

решение систем компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа

передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент

усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной

полосе частот [14].

Таблица 9.1

|Наклон |[pic]=[pic] дБ |[pic]=[pic] дБ |

|АЧХ, дБ | | |

| |[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|

|-6 |2,40 |1,58 |5,85 |2,34 |0,451|2,43 |1,21 |6,75 |2,81 |0,427|

|-5 |2,47 |1,63 |5,53 |2,39 |0,426|2,43 |1,22 |6,49 |2,90 |0,401|

|-4 |2,49 |1,65 |5,23 |2,48 |0,399|2,41 |1,20 |6,24 |3,03 |0,374|

|-3 |2,48 |1,64 |4,97 |2,60 |0,374|2,36 |1,18 |6,02 |3,20 |0,348|

|-2 |2,42 |1,59 |4,75 |2,74 |0,351|2,32 |1,16 |5,77 |3,36 |0,327|

|-1 |2,29 |1,51 |4,59 |2,93 |0,327|2,30 |1,15 |5,47 |3,50 |0,309|

|0 |2,09 |1,38 |4,49 |3,18 |0,303|2,22 |1,11 |5,23 |3,69 |0,291|

|+1 |1,84 |1,21 |4,49 |3,52 |0,277|2,08 |1,04 |5,08 |3,93 |0,273|

|+2 |1,60 |1,05 |4,52 |3,91 |0,252|1,88 |0,94 |5,02 |4,26 |0,253|

|+3 |1,33 |0,876|4,69 |4,47 |0,225|1,68 |0,842|4,99 |4,62 |0,234|

|+4 |2,69 |1,35 |3,34 |3,29 |0,281|1,51 |0,757|4,97 |5,02 |0,217|

|+5 |2,23 |1,11 |3,43 |3,67 |0,257|1,32 |0,662|5,05 |5,54 |0,198|

|+6 |1,76 |0,879|3,65 |4,27 |0,228|1,10 |0,552|5,29 |6,31 |0,176|

Для расчета нормированных значений элементов L1, R2, C3, C4, L5,

обеспечивающих заданную форму АЧХ с учетом реальных нормированных значений

СВЫХ1 и СВХ2, следует воспользоваться формулами пересчета [14]:

[pic] (9.3)

где СВЫХ1Н, СВХ2Н – нормированные относительно RВЫХ1 и [pic] значния СВЫХ1

и СВХ2.

При известных значениях [pic], RВЫХ1, СВЫХ1, СВХ2, расчет межкаскадной

КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление нормированных значений СВЫХ1 и

СВХ2 по формуле: СН=[pic]. Определение табличных значений элементов [pic],

[pic], [pic], [pic], [pic] по заданному наклону и требуемой неравномерности

АЧХ. Расчет L1, R2, C3, C4, L5 по формулам пересчета (9.3) и их

денормирование.

При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной СВЫХ1

принимается равной нулю, RВЫХ1 принимается равным RГ, а коэффициент

передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле:

[pic]. (9.4)

В случае необходимости построения нормированной частотной

характеристики проектируемого усилительного каскада значения [pic], [pic],

[pic], [pic], [pic] следует подставить в (9.1) и найти модуль KU. Реальная

частотная характеристика может быть рассчитана после денормирования

коэффициентов [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] по формулам: [pic]; [pic];

[pic]; [pic]; [pic].

Пример 9.1. Рассчитать межкаскадную КЦ усилителя, приведенного на

рисунке 9.1, его K0 и СВХ при использовании транзистора КП907Б (данные

транзистора - в примере 3.1) и условий: fB=100 МГц; входная емкость

нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ

-[pic] дБ; наклон АЧХ - 0 дБ.

Решение. Из таблицы 9.1 для неравномерности АЧХ + 0,5 дБ и наклона АЧХ,

равного 0 дБ, имеем: [pic]=2,22; [pic]=1,11; [pic]=5,23; [pic]=3,69;

[pic]=0,291. Нормированные значения СВЫХ1 и СВХ2 равны: СВЫХ1Н= =[pic]=1,6;

СВХ2Н=[pic]=4,24. Подставляя найденные величины в (9.3), получим: L1H=2,22;

R2Н=1,11; С3Н=14,6; С4Н=0,587; L5Н=0,786. Денормируя полученные значения,

определим: L1=[pic]=530 нГн; R2=[pic]=167 Ом; С3=[pic]=154 пФ; С4=6,2 пФ;

L5=187 нГн. Теперь по (9.2) рассчитаем: K0=11,86. Из (3.8) найдем: СВХ=84,3

пФ.

ЛИТЕРАТУРА

1. Перельман Б.Л. Новые транзисторы: Справочник. – М.: Солон, 1996.

2. Петухов В.М. Полевые и высокочастотные биполярные транзисторы средней

и большой мощности и их зарубежные аналоги: Справочник. – М.: КУБК-а,

1997.

3. Полевые транзисторы: Справочник. – Faber. STM. Publications, 1997.

4. Шварц Н.З. Усилители СВЧ на полевых транзисторах. – М.: Радио и

связь, 1987.

5. Никифоров В.В., Кулиш Т.Т., Шевнин И.В. К проектированию

широкополосных усилителей мощности КВ- УКВ- диапазона на мощных МДП-

транзисторах // В сб.: Полупроводниковые приборы в технике связи /

Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. -1993.- Вып. 23.

6. Мамонкин И.Г. Усилительные устройства: Учебное пособие для вузов. –

М.: Связь, 1977.

7. Никифоров В.В., Максимчук А.А. Определение элементов эквивалентной

схемы мощных МДП-транзисторов // В сб.: Полупроводниковая электроника

в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь.-

1985.- Вып. 25.

8. Никифоров В.В., Терентьев С.Ю. Синтез цепей коррекции широкополосных

усилителей мощности с применением методов нелинейного

программирования // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике

связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1986. -

Вып. 26.

9. Широкополосные радиопередающие устройства / Алексеев О.В., Головков

А.А., Полевой В.В., Соловьев А.А. / Под ред. О.В. Алексеева. – М.:

Связь, 1978.

10. Титов А.А., Ильюшенко В.Н., Авдоченко Б.И., Обихвостов В.Д.

Широкополосный усилитель мощности для работы на несогласованную

нагрузку // ПТЭ. - 1996. - №2. - С.68-69.

11. Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. – М.: Сов. радио,

1980.

12. Бабак Л.И., Дьячко А.Н., Дергунов С.А. Расчет цепей коррекции мощных

сверхширокополосных транзисторных СВЧ-усилителей // Полупроводниковая

электроника в технике связи /Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио

и связь. - 1988. - Вып. 27.

13. Бабак Л.И., Шевцов А.Н., Юсупов Р.Р. Пакет программ

автоматизированного расчета транзисторных широкополосных и импульсных

УВЧ- и СВЧ-усилителей // Электронная техника. Сер. СВЧ-техника. -

1993. - №3. - С.60-63.

14. Титов А.А. Расчет диссипативной межкаскадной корректирующей цепи

широкополосного усилителя мощности // Радиотехника. - 1989. - №2. -

С.88-90.

15. Жаворонков В.И., Изгагин Л.Н., Шварц Н.З. Транзисторный усилитель СВЧ

с полосой пропускания [pic] МГц // Приборы и техника эксперимента. –

1972. - №3. - С.134-135.