Теория

(например, резисторы Rк и Rэ в схеме рис. 2.13, а), то есть линия нагрузки

представляет собой вольтамперную характеристику той части схемы усилителя,

в состав которой не входит нелинейный активный элемент (транзистор). В

основе построения нагрузочной характеристики лежит уравнение транзистора в

рабочем режиме:

[pic]( для схемы рис. 2.11, а, [pic]( для схемы рис. 2.13, а.

В данном случае работаем по схеме рис. 2.11, а. Так как элемент Rк

имеет линейный характер, то и характеристика будет в виде прямой линии. Она

может быть построена по двум точкам, при этом достаточно использовать два

крайних состояния транзистора:

1-е состояние: транзистор закрыт, его сопротивление равно

бесконечности, ток через прибор прекращается и напряжение на нем Uк ( Ек (

это будет первая точка нагрузочной прямой (точка А); для конкретного

транзистора расчетное Uкэ.доп должно быть больше Ек справочного.

2-е состояние: транзистор открыт полностью, то есть его сопротивление

падает почти до нуля, падение напряжения на нем близко к нулю, а ток (

максимальный и ограничивается лишь элементом Rк. В этом случае ток

коллектора называется током насыщения Iкн ( Ек/Rк. Следовательно, вторая

точка нагрузочной характеристики будет лежать на оси тока (точка В); при

выборе конкретного транзистора значение коллекторного тока, полученного при

расчете, должно быть меньше справочного значения тока Iк.доп.

Соединив точки "А" и "В" прямой линией, получим нагрузочную

характеристику по постоянному току ( линия «АВ».

Все возможные значения токов и напряжений транзистора определяются в

точках пересечения его ВАХ с линией нагрузки по постоянному току. Если,

например, задан ток Iбп, то падение напряжения на транзисторе Uкэп и ток

Iкп через него в режиме покоя будут определяться положением рабочей точки

"РТ". Если входной ток (ток базы) увеличить до значения Iб5 , то новые

значения Uкэп и Iкп определяются положением точки "С" и т. д.

Внимание. Построив нагрузочную, убедитесь, что она укладывается в

рабочую область ВАХ, для чего рассчитайте характеристику допустимой

мощности рассеивания на коллекторном переходе и постройте гиперболу

рассеяния [pic]. Нагрузочная характеристика должна располагаться ниже

гиперболы рассеивания (на рис. 2.15, б. нерабочая область затемнена).

2.8.5.2. Определение протяженности рабочего участка

нагрузочной характеристики

Прежде чем задать положение рабочей точки на нагрузочной

характеристике, необходимо определить протяженность рабочего участка

нагрузочной.

Рис. 2.15. Выходные характеристики (б) и временные диаграммы усилителя:

а ( выходного тока Ik = f(t); в ( выходного напряжения

Uкэ = f(t);

Конечно, для получения максимальной выходной мощности желательно

использование всей нагрузочной характеристики, но в режиме насыщения

транзистора в выходном сигнале заметно увеличивается уровень нелинейных

искажений, а в режиме отсечки (когда ток базы равен нулю) имеет место

неуправляемый ток Iкэо. За счет этих двух режимов протяженность рабочего

участка нагрузочной характеристики ограничивается отрезком «CD».

Конечно, для получения максимальной выходной мощности желательно

использование всей нагрузочной характеристики, но в режиме насыщения

транзистора в выходном сигнале заметно увеличивается уровень нелинейных

искажений, а в режиме отсечки (когда ток базы равен нулю) имеет место

неуправляемый ток Iкэо. За счет этих двух режимов протяженность рабочего

участка нагрузочной характеристики ограничивается отрезком «CD».

2.8.5.3. Положение рабочей точки на ВАХ

На полученном рабочем участке «CD» в режиме покоя задается положение

рабочей точки (РТ). Рабочая точка задается в таком месте нагрузочной

характеристики, где при подключении генератора переменной ЭДС, изменения

тока базы будут приблизительно симметричными относительно ее заданного

положения, а мощность, потребляемая при этом усилителем, ( минимальной.

Следовательно, положение рабочей точки нелинейного активного прибора

(транзистора) однозначно определяется управляющим сигналом со стороны

входа. Рабочую точку, в общем случае, выбирают исходя из режима, в котором

должен работать транзистор: если РТ задана правильно, то при подключении

генератора входного сигнала приращения выходного напряжения ((Uвых.мак

будут такими, при которых транзистор продолжает работать в активном режиме,

мощность, рассеиваемая на нем, не будет превышать допустимую, нелинейные

искажения будут минимальными, коэффициент полезного действия (КПД) высоким

и будут выполняться условия

[pic];

[pic];

[pic]

[pic],

где Uкэп, Iкп ( ток и напряжение коллектора в режиме покоя; Uкэм,

Iкм ( амплитудные значения напряжения и тока коллектора; [pic]; [pic] (

допустимые значения напряжения на коллекторе и мощности, рассеиваемой на

нем (их значения для данного типа транзистора берутся из справочной

литературы).

Таким образом, рабочая точка должна располагаться ниже гиперболы

рассеяния [pic] и левее вертикали [pic].

2.8.5.4. Построение рабочей характеристики на входных ВАХ

После того как были проделаны все построения на выходных ВАХ

транзистора, связанные с построением нагрузочной характеристики и

определением положения рабочей точки на ней, необходимо построить рабочую

характеристику на входных ВАХ и перенести все точки на нее с выходной

нагрузочной. Так как семейство входных ВАХ представляет собой узкий пучок

характеристик, то достаточно взять одну из них и использовать ее как

рабочую (рис. 2.16).

Примечание. Для расчетов нельзя использовать характеристику, снятую при

напряжении на коллекторе равном нулю.

Рабочая точка на входной рабочей характеристике должна строго

соответствовать значению тока базы покоя на нагрузочной (в данном случае

ток базы покоя Iбп = 200 мкА). Напряжение на коллекторе очень слабо влияет

на входные напряжение и ток, поэтому значение Uкэ для положения РТ не

критично и может отличаться от Uкэп, установленного на нагрузочной

характеристике. Точка D’ на рабочей характеристике лежит на оси напряжения,

так как базовый ток отсутствует, но эта точка лежит не в начале координат,

потому что в цепи коллектор-эмиттер течет ток неосновных носителей Iкэо, за

счет которого и создается падение напряжения на участке база-эмиттер.

По форме переменного напряжения на входе усилителя (рис. 2.16, в) можно

судить об уровне нелинейных искажений во входном сигнале: Uбэ ( это падение

напряжения на входном сопротивлении транзистора, а оно имеет нелинейный

характер, то есть сам транзистор может стать причиной дополнительных

нелинейных искажений в выходном сигнале.

Заданное положение РТ на ВАХ характеризуется ее параметрами ( Iбп,

Uбэп, Iкп, Uкэп, Pкп, и эти параметры необходимо обеспечить в реальной

схеме, выбрав соответствующие напряжения источников питания и смещения, а

также рассчитать по этим параметрам номиналы режимных резисторов (Rб1,.

Rб2, Rэ, Rк) в соответствии с формулами 2.21, 2.22,

2.22, а, 2.23.

2.8.5.5. Параметры усиления

Кроме параметров по постоянной составляющей тока, по временным

диаграммам (рис. 2.15, а, в и рис. 2.16, а, в) можно определить параметры

усиления ( коэффициенты усиления по току, по напряжению, по мощности,

полезную мощность, выделенную в нагрузке(

[pic]

(2.24)

[pic] (2.25)

[pic] (2.26)

[pic] (2.27)

Используя формулы (2.24 ( 2.27) и параметры из временных диаграмм,

определение параметров усиления не должно вызывать затруднений.

2.8.6. Обратные связи в усилителях

Обратной связью (ОС) называется такая электрическая связь между выходом и

входом усилителя, при которой часть энергии усиленного сигнала с выхода

усилителя подается обратно на его вход. Обратная связь может быть полезной

или паразитной.

Полезная ОС способствует улучшению основных характеристик усилителя, а

возникает она в результате применения специальных схем.

Паразитная ОС нарушает нормальную работу усилителя, а возникает она в

результате взаимного влияния цепей друг на друга.

2.8.6.1. Полезная обратная связь в усилителях

Чтобы часть энергии усиленного сигнала с выхода усилителя передать на

вход, необходимо между входом и выходом включить элемент обратной связи

(ЭОС), или иначе ( схему цепи обратной связи.

Обратная связь в усилителях может быть как по напряжению, так и по

току: это зависит от того, как подключена цепь обратной связи к нагрузке на

выходе усилителя:

1. Обратная связь по напряжению: ЭОС подключается к выходу усилителя

параллельно его нагрузке (рис. 2.17, а, в) и напряжение обратной связи

(Uос) при этом будет прямо пропорционально выходному напряжению.

2. Обратная связь по току: цепь обратной связи подключается на выход

усилителя последовательно с его нагрузкой (рис. 2.17, б).

3. Смешанная обратная связь: используется комбинация первых двух

способов, при этом напряжение обратной связи содержит две составляющие,

пропорциональные напряжению и току.

Обозначения на структурных схемах усилителей (рис. 2.17, а, б, в):

УЗЧ ( усилитель напряжения звуковой частоты;

ЭОС ( элемент обратной связи (цепь обратной связи ( ЦОС);

Zн ( сопротивление нагрузки усилителя;

Uс ( напряжение источника входного сигнала;

Uвх ( напряжение на входе усилителя;

Uвых ( напряжение на выходе усилителя;

Uос ( напряжение обратной связи на выходе элемента обратной связи.

Рис. 2.17. Структурные схемы усилителей, охваченных ОС: а, в ( ОС по

напряжению; б ( ОС по току

По способу подключения ЭОС ко входу усилителя различают две

разновидности ОС:

1. Последовательная ОС (рис. 2.17, а, б): цепь обратной связи

подключается последовательно с источником сигнала на входе усилителя;

2. Параллельная ОС (рис. 2.17, в): цепь обратной связи подключается

параллельно источнику сигнала на входе усилителя.

Примечание

Если схема усилителя окажется достаточно сложной для того, чтобы

определить, какой вид обратной связи (по току или по напряжению)

используется в ней, то рекомендуется поступить следующим образом: мысленно

закоротить цепь нагрузки, если при этом напряжение обратной связи исчезнет,

это значит, что в схеме усилителя действует обратная связь по напряжению.

Если же напряжение обратной связи исчезнет при обрыве цепи нагрузки, то это

значит, что в схеме усилителя действует обратная связь по току.

Если требуется в этой схеме усилителя определить разновидность обратной

связи (последовательная или параллельная), то нужно мысленно оборвать цепь

источника сигнала, а затем его закоротить. Если при обрыве цепи источника

сигнала напряжение обратной связи не подается на вход усилителя, то в схеме

действует последовательная обратная связь, а если при коротком замыкании

цепи источника сигнала напряжение обратной связи не подается на вход

усилителя, то в схеме действует параллельная обратная связь.

Напряжение обратной связи, в зависимости от схемного решения цепи

обратной связи, может быть в фазе или в противофазе со входным сигналом.

Результатом воздействия на работу усилителя, в том и другом случаях, будет

изменение одного из главных показателей усилителя ( коэффициента усиления

по напряжению усилителя, который показывает, во сколько раз напряжение на

выходе больше напряжения на входе, поэтому есть смысл рассмотреть

коэффициенты усиления по напряжению в схемах с обратными связями и без них.

Назовем коэффициент усиления напряжения усилителя без обратной связи

коэффициентом прямой передачи и обозначим его через «К», а коэффициент

усиления напряжения усилителя с обратной связью обозначим через «Кос»

который в общем случае, имеет комплексный характер.

[pic] [pic]

(2.28)

[pic]

(2.29)

Чтобы оценить, какая часть напряжения с выхода через цепь обратной

связи попадает на вход усилителя, вводится понятие коэффициента передачи

цепи обратной связи ( (:

[pic]

(2.30)

Пределы изменения ( от 0 до + 1 ( при положительной обратной связи и от

0 до ( 1 ( при отрицательной обратной связи.

Чем больше (, тем глубже обратная связь. Напряжение обратной связи Uос

в общем случае

Uос = (( Uвых.

При наличии обратной связи в усилителе на его вход поступает сумма

напряжений ( напряжение обратной связи и напряжение от источника

сигнала.

[pic];

[pic]

[pic];

[pic].

Если напряжение обратной связи окажется в фазе со входным сигналом, то

такую обратную связь принято называть положительной ( ПОС (автогенераторы,

компараторы и пр. работают с положительной обратной связью). При

положительной обратной связи общий коэффициент усиления увеличивается.

Если напряжение обратной связи окажется в противофазе со входным

сигналом, то такую обратную связь принято называть отрицательной ( ООС

(усилители, автогенераторы, операционные усилители и пр).

Произведение ((К называется фактором обратной связи, его знак совпадает

со знаком обратной связи; при положительной обратной связи знаменатель

дроби уменьшается, а коэффициент усиления увеличивается, при отрицательной

обратной связи знаменатель дроби увеличивается, а коэффициент усиления

уменьшается.

Если фазовый сдвиг между напряжениями Uс и Uос будет равен «(», то в

этом случае

[pic].

(2.31)

И, следовательно, коэффициент усиления усилителя, охваченного

отрицательной обратной связью, уменьшается в [pic]раз по сравнению с

коэффициентом усиления без ОС. В тех схемах, где используется глубокая

отрицательная обратная связь коэффициент усиления усилителя практически не

зависит от параметров усилительного тракта, так как произведение К( в этом

случае значительно больше единицы, поэтому

[pic] (2.32)

Таким образом, в соответствии с (2.32) коэффициент усиления усилителя

определяется только параметрами цепи ОС, что и определяет высокую

стабильность коэффициента усиления: цепь обратной связи выполняется на

пассивных элементах, электрические параметры которых более постоянны,

нежели параметры транзистора, поэтому величину «(» будем считать величиной

постоянной.

В процессе эксплуатации параметры транзистора сильно изменяются, а это

приводит к тому, что и параметры усилительного каскада, связанные с

параметрами транзистора, также изменяются. Например, при изменении

температуры окружающей среды или напряжений источников питания изменяется

коэффициент усиления усилителя.

Изменение коэффициента усиления усилителя без ООС можно оценить

относительной величиной dК/К, в усилителях с ООС ( величиной dКос/Кос.

Величину ( считаем постоянной, а величину dКос можно найти простым

дифференцированием уравнения (2.31) по «К»

[pic] (2.33)

На первый взгляд для усилителя это явление ( уменьшение коэффициента

усиления ( нежелательное, но дело в том, что именно ООС обеспечивает схеме

усилителя стабильность коэффициента усиления по напряжению: коэффициент

усиления усилителя подвержен влиянию многих факторов (непостоянство

напряжения источников питания, изменение температуры, старение элементов

схемы, влажность, давление и пр.), поэтому схема усилителя должна

отслеживать изменения режима работы и отрабатывать их.

Сущность стабильности коэффициента усиления усилителя, охваченного ООС,

заключается в следующем. Если за счет перечисленных факторов произошло

увеличение коэффициента усиления на величину (К, то напряжение обратной

связи увеличится на соответствующую величину (Uос, а следовательно,

напряжение на входе усилителя Uвх уменьшится. Если же произошло уменьшение

усиления, то напряжение обратной связи уменьшится, а напряжение на входе

усилителя возрастет.

Пример. В усилителе, охваченном отрицательной обратной связью (ООС),

известно: коэффициент усиления усилителя без ООС равен К = 100; коэффициент

передачи обратной связи ( = 0,2.

Требуется определить, как изменится коэффициент усилителя при наличии

ООС, если коэффициент усиления К собственно усилителя (без ООС) увеличился

на 10 %.

Коэффициент усиления при наличии в схеме усилителя ООС (2.31)

[pic].

Новое значение коэффициента усиления усилителя с ООС при изменении

собственно коэффициента усиления усилителя на 10 %(

[pic].

Расчет показывает, что при изменении коэффициента усиления усилителя

без ООС на 10 %, коэффициент усиления усилителя с ООС изменился всего лишь

на 2 %, что практически не скажется на работе усилителя, то есть ООС

действительно обеспечивает стабильность параметру «К».

Вывод. ООС в усилителе препятствует любому изменению величины

коэффициента усиления напряжения и этим оправдано ее применение в

усилительных устройствах. За счет ООС в схемах удается отслеживать и

корректировать положение рабочей точки усилителя на ВАХ, а, следовательно,

и изменения коэффициента усиления усилителя.

3. УНИПОЛЯРНЫЕ (ПОЛЕВЫЕ) ТРАНЗИСТОРЫ

3.1. Общие сведения

В полевых транзисторах в образовании тока участвуют носители зарядов

одного знака (или дырки, или электроны). Основным способом движения

носителей можно считать дрейфовый, так как процессы инжекции и диффузии

практически отсутствуют. В основе работы полевых транзисторов лежит эффект

поля. Металлический электрод, создающий эффект поля, называется затвором.

Стоком называют электрод, на который поступают рабочие носители канала, а

истоком, ( от которого эти носители движутся (исток обычно соединяют с

основной пластиной полупроводника ( подложкой). Проводящий слой, по

которому проходит рабочий ток, называется каналом. Каналы могут быть

приповерхностными и объемными. В транзисторах с приповерхностным каналом

затвор отделен от канала слоем диэлектрика (МДП или МОП-транзисторы), а при

объемном канале ( обедненным слоем, который создается с помощью электронно-

дырочного p-n-перехода.

Сущность процессов, связанных с образованием канала в полевом

транзисторе с управляемым электронно-дырочным p-n-переходом, при изменении

напряжения на переходе можно схематично представить так, как это изображено

на рис. 3.1.

[pic]

[pic]

Рис. 3.1. Схематичное изображение образования канала

С целью увеличения глубины модуляции канала сплавной переход выполнен в

виде кольца, охватывающего канал, в результате чего переход образует

диафрагму, диаметр отверстия которого изменяется в такт с изменением

напряжения на переходе. Диафрагма ( это и есть канал у полевого транзистора

(отсюда и появилось название у этого типа транзисторов ( канальные).

Что общего у транзисторов с приповерхностным и объемным каналами?

1. Отсутствие инжекции и диффузии, а основной способ движения носителей

( дрейф.

2. Управляющим электродом является затвор. Управление выходным током

осуществляется с помощью поперечного электрического поля, то есть полевые

транзисторы работают в режиме заданного напряжения на затворе. В принципе

изменять ток стока можно с помощью и напряжения на стоке, но его влияние на

ток гораздо слабее, чем затвора, поэтому командное место в управлении током

принадлежит затвору.

3. Входная цепь полевых транзисторов не потребляет тока, так как

управляющая цепь отделена от канала либо диэлектриком (у МОП-транзисторов),

либо обратносмещенным p-n-переходом (у канальных).

4. За счет того, что входные цепи не потребляют токов, нагрузочная

способность полевых транзисторов в ключевом режиме высокая: на один МОП-

ключ можно нагрузить свыше 50 идентичных ключей.

5. Входное сопротивление у полевых транзисторов велико.

3.2. Принцип действия, статические ВАХ полевого транзистора с объемным

каналом (с управляемым p-n-переходом)

На рис. 3.2 дана модель полевого транзистора с управляемым p-n-

переходом. На границе раздела двух областей образовался p-n-переход, поле в

области которого препятствует проникновению основных носителей ( электронов

из n-канала в p-область.

[pic]

Рис. 3.2. Модель полевого транзистора с управляемым p-n-переходом

Электронно-дырочный p-n-переход находится в обратносмещенном состоянии,

и в цепи затвора течет лишь ток неосновных носителей Iзо. В маломощных

полевых транзисторах ток Iзо настолько мал, что им пренебрегают, но в

мощных транзисторах и в диапазоне высоких частот влияние этого тока

возрастает и с ним приходится считаться. Для кремниевых p-n-переходов

обратный ток составляет менее 10--11 А, и, таким образом, усиление мощности

обеспечивается малой величиной входного тока.

Переход у полевого канального транзистора несимметричный, так как по

мере приближения к стоку потенциал увеличивается и получается, что к

верхней части перехода прикладывается большее напряжение. В схеме

рис. 3.2:

евх ( генератор переменной ЭДС на входе .

Rc ( сопротивление нагрузки в цепи стока;

Ес ( источник постоянного напряжения в цепи стока, создает ускоряющее

поле, под действием которого носители направленно движутся от истока к

стоку;

Есм ( источник смещения, создает поперечное электрическое поле, с

помощью которого регулируется ширина запрещенной зоны p-n-перехода, т.е.

изменяется поперечное сечение канала, и таким образом, регулируется ток

стока (выходной ток); при Uзи = 0 сечение канала будет максимальным, ток

стока и крутизна наибольшими, что хорошо просматривается на стокозатворных

ВАХ транзистора (рис. 3.3). В зависимости от типа канала полярность

напряжения на затворе меняется.

[pic]

[pic]

Рис. 3.3. Стокозатворные (передаточные) ВАХ транзисторов с разным типом

каналов: а ( для n-канала; б ( для p-канала

Практическую ценность стокозатворной характеристики переоценить трудно:

она позволяет выбрать режим транзистора по постоянному току, оценить

усилительные свойства транзистора, выяснить характер и оценить уровень

нелинейных искажений усиливаемого сигнала.

Анализ стокозатворных ВАХ полевого канального транзистора показывает,

что такие транзисторы работают строго при одной полярности напряжения на

затворе: если произойдет смена полярности напряжения на затворе, то p-n-

переход приходит в прямосмещенное состояние, транзистор перестает быть

униполярным, так как начнется инжекция неосновных носителей в канал. Кроме

того, сопротивление входной цепи резко уменьшается, во входной цепи может

потечь недопустимо большой ток, что приведет к гибели транзистора. Таким

образом, полевой канальный транзистор работает только в режиме обеднения

канала.

Напряжение на затворе, при котором перекрывается токопроводящий канал,

называется напряжением отсечки Uотс. Если напряжение Uзи меньше Uотс и

подано напряжение на участок сток-исток Uси, то через транзистор будет

протекать ток.

Рассмотрим процесс получения статических стоковых (выходных) ВАХ

канального транзистора.

С увеличением напряжения Uси растет обратное напряжение на участке сток-

затвор, следовательно, ширина запрещенной зоны перехода будет увеличиваться

в направлении от истока к стоку. Когда разность напряжений Uси ( Uзи станет

равной напряжению отсечки, прекращается прирост тока стока, несмотря на

дальнейшее увеличение напряжения на стоке

(рис. 3.5). Такое состояние транзистора наступает в момент образования

горловины канала, при этом ток стока называется током насыщения, а

напряжение на участке сток-исток ( напряжением насыщения [pic]. Это

выражение является уравнением границы между крутой и пологой областями ВАХ.

[pic]

Модуляцию поперечного сечения канала при увеличении напряжения на стоке

и, как результат, образование горловины канала в транзисторе можно

схематично представить рис. 3.4, а, б, в.

Рис. 3.4. Сечение канала транзистора с объемным каналом: а (

ненасыщенный режим; б ( на границе насыщения; в ( насыщенный режим,

На рисунке( w ( толщина канала; L ( длина канала.

Напряжение насыщения Uсин ( это такое «критическое» напряжение, при

котором окончательно формируется «горловина» канала и ток стока при

увеличении Uси не меняется. Не следует путать понятия области насыщения

биполярного и полевого транзисторов: эти понятия полностью противоположны,

так как насыщение биполярного транзистора есть состояние с малым

напряжением Uкэ, а область насыщения полевого транзистора ( это область

больших напряжений Uси, в которой транзистор дает весь ток стока, который

только может дать при данном напряжении на затворе.

Увеличение напряжения на стоке вызывает прирост тока стока, но при этом

увеличивается обратное напряжение на переходе участка затвор-сток, что

вызывает уже более заметное сужение канала и существенное увеличение его

сопротивления и, таким образом, ток, протекающий через канал, порождает

условия, при которых происходит ограничение его возрастания. Механизм

насыщения скорости дрейфа позволяет получить совпадение теории и

эксперимента; дело в том, что почти все падение напряжения сосредоточено в

самой узкой части канала (верхней его части ( горловине). В результате в

этой области напряженность поля получается очень высокой, подвижность

носителей быстро падает, скорость их движения достигает насыщения и

плотность тока через канал перестает зависеть от напряжения.

[pic]

Рис. 3.5. Семейство стоковых ВАХ: Iс = f(Uси) при Uзи = const

Если на затвор подать более отрицательное напряжение (случай с n-

каналом), то сечение канала уменьшается, сопротивление увеличится и

начальный участок новой ВАХ будет иметь наклон, соответствующий большему

значению сопротивления. Выход транзистора на криволинейный участок и в

область насыщения произойдет раньше, то есть при меньших значениях

напряжения на стоке (точки E; D; В при Uзи < 0).

На крутых участках ВАХ ток стока является функцией двух напря-

жений ( на стоке и на затворе, а на пологих участках ( функцией только

напряжения на затворе. В усилительной технике полевые транзисторы (и

канальные, и МОП) обычно работают на пологих участках ВАХ, поскольку этим

участкам соответствуют наименьшие нелинейные искажения и оптимальные

значения дифференциальных параметров ( крутизны, внутреннего сопротивления

и собственного коэффициента усиления. На стоковых ВАХ (рис. 3.5) пунктирной

линией, соединяющей точки E, D, B, обозначена граница между пологими и

крутыми участками ВАХ. Такое резкое разделение крутых и пологих участков

ВАХ, разумеется, носит условный характер, но в инженерной практике

позволяет пользоваться наиболее удобной аппроксимацией ВАХ, так как очень

точные выражения ВАХ оказываются достаточно сложными (особенно для МОП-

транзисторов).

3.2.1. Вольт-амперные характеристики полевых транзисторов

с управляемым p-n-переходом для инженерных расчетов

При проектировании усилительных схем на полевых канальных транзисторах

достаточную для инженерных расчетов точность дают следующие аппроксимации

вольт-амперных характеристик.

При работе в пологой области ВАХ ток стока, при заданном напряжении на

затворе, определяется из выражения

[pic]

(3.1)

где b ( удельная крутизна канального транзистора (мА/В2).

[pic]

(3.2)

Примечание.

В отличии от обычного понятия крутизны, которая характеризует

управляющие свойства затвора, удельная крутизна определяется

геометрией транзистора

[pic]мА / В2

где (о ( диэлектрическая проницаемость вакуума, Ф / см;

(д ( диэлектрическая проницаемость диэлектрика (для SiO2 значение (д=

3,5);

( ( приповерхностная подвижность носителей ( она в 2(3 раза меньше

объемной), см2 / В(с;

L ( длина канала;

Z ( ширина затвора;

a ( расстояние от «дна» n-слоя до металлургической границы (мкм).

Квадратичная аппроксимация тока стока на пологих участках (3.1)

отражает линейную зависимось крутизны от напряжения на затворе, что

является одной из отличительных черт полевых транзисторов. Крутизна

транзистора в пологой области определяется выражением

[pic]

(3.3)

Максимальное значение крутизны Sмак для канального транзистора

получается при напряжении на затворе, равном нулю(

[pic] (3.4)

Если при расчетах усилительных схем более удобной окажется зависимость

крутизны от тока стока , а не от напряжения на затворе, то, объеденив

формулы (3.1 и 3.3), получим

[pic] (3.5)

Выражение (3.1) по существу описывает стокозатворную характе-

ристику.

Примечание. Разница между эспериментальными данными и расчетами,

выполненными по формулам (3.1 и 3.3), не превышает 5%, что объясняется (в

области малых напряжений на затворе) влиянием внутренней отрицательной

обратной связи, проявляющейся на объемных сопротивлениях истока и стока (rи

и rс соответственно). В большинстве случаев эти сопротивления при

инженерных расчетах не учитываются (диапазон его изменения от 30 до 800

Ом).

При работе на крутом участке ВАХ ток стока

[pic] (3.6)

Кроме рассмотренных параметров канального транзистора заслуживают

внимания малосигнальные статические параметры:

а) дифференциальное (внутреннее) сопротивление канала характеризуется

наклоном характеристик при полностью открытом канале, когда Uзи=0.

[pic]

Дифференциальное сопротивление канала ( это фактически выходное

сопротивление транзистора (определяется в режиме насыщения);

Значение этого параметра особенно важно для случаев применения полевых

транзисторов в схемах аналоговых коммутаторов и модуляторов или в качестве

регулируемого сопротивления; во всех этих случаях транзистор работает в

крутой области ВАХ(

б) статический коэффициент усиления по напряжению

[pic]

Коэффициент Кстат показывает, во сколько раз управляющие свойства

затвора сильнее, чем у стока. Знак минус говорит лишь о том, что для

поддержания постоянного тока через транзистор напряжения на затворе и на

стоке должны быть противоположными по знаку;

в) статическое сопротивление транзистора по постоянной составляющей

тока, Ом[pic] (определяется в рабочей точке по ВАХ);

г) входное сопротивление между затвором и истоком (определяется при

максимально допустимом напряжении между этими электродами):

[pic]

Входное сопротивление канального транзистора определяется обратным

током p-n-перехода и составляет не более 1011 Ом.

Основным достоинством транзисторов с объемным каналом перед МОП-

транзисторами является почти полное отсутствие шумов и стабильность

характеристик во времени. Единственным типом шума у них является тепловой

шум.

3.3. Полевые МДП (МОП)-транзисторы с

изолированным затвором

М ( металл, П ( полупроводник.

Д(O) ( диэлектрик (в современных интегральных схемах в качестве

диэлектрика используется окисел кремния SiO2, отсюда и название ( МОП).

В МОП-транзисторах затвор отделен от канала тонким слоем диэлектрика

(0,2(0,3мкм).

В основе классификации МОП-транзисторов лежат две конструктивные

особенности ( индуцированный канал и встроенный канал (рис. 3.6 и 3.7

соответственно).

3.2.1. Принцип действия, статические стокозатворные ВАХ

МОП-транзисторов с изолированным затвором

В качестве примера рассмотрим работу полевого МОП-транзистора с «n»-

каналом, выполненного на основе кремния, у которого роль диэлектрика

выполняет слой SiO2; главная особенность этого слоя состоит в том , что он

всегда содержит примеси донорного типа (натрий, калий, водород). Примеси

сосредоточены вблизи границы с кремнием, в результате чего в пленке SiO2

образуется тонкий слой положительно заряженных донорных атомов. Отданные

ими электроны переходят в приповерхностный слой кремния. Если при этом

используется подложка n(типа, то эти электроны создают обогащенный слой,

что препятствует образованию p-канала, поэтому у транзисторов с p-каналом

требуется большее пороговое напряжение, чем при n-канале.

[pic]

Рис. 3.6. Структура МОП-транзистора с индуцированным n-каналом

[pic]

Рис. 3.7. Структура МОП-транзистора со встроенным n-каналом

Имея такое преимущество и, кроме того, являясь более быстродействующими

(скорость движения электронов гораздо больше, чем дырок), МОП-транзисторы с

n-каналом получили большее распространение.

Как и в канальном у МОП-транзистора управляющим электродом является

затвор. Ток в цепи стока будет зависеть от режима, который задан по затвору

1-й режим. Затвор соединен с истоком (Uзи=0).

Ток в цепи стока будет ничтожно мал, так как при заданных условиях

между стоком и истоком действуют два встречно включенных p-n+-перехода, и

канал фактически отсутствует.

2-й режим. На затвор подано отрицательное напряжение (Uзи < 0).

Приповерхностный слой обогащается дырками, подтянутыми из подложки

полем затвора. Тока в цепи стока по-прежнему не будет.

3-й режим. На затвор подано положительное напряжение (Uзи>0).

Приповерхностный слой обогащается носителями ( электронами, образуя n-

канал. Уровень напряжения на затворе, при котором появляется проводимость в

канале, называется пороговым Uо (практически значения полного порогового

напряжения лежат в пределах Uo = 0,5(3,5B. Дальнейшее увеличение

положительного напряжения на затворе вызывает рост тока во внешней цепи;

ток в цепи стока достигает своего номинального значения при напряжении на

затворе примерно равном удвоенному пороговому напряжению (при Uзи ( 2Uо).

Заключение по режимам:

режим третий является рабочим;

канал, отсутствующий в равновесном состоянии (при отсутствии напряжения

на затворе) и образующийся под действием внешнего напряжения (в данном

случае ( положительного), называется индуцированным

(рис. 3.6). Длина канала равна расстоянию между стоком и истоком (L), а

ширина ( протяженности слоев стока и истока (Z). Толщина индуцированного

канала практически неизменна и составляет 1(2 нм, поэтому модуляция его

проводимости возможна лишь за счет изменения концентрации носителей,

подтянутых в канал из подложки. Транзисторы с индуцированным n-каналом

работают только при положительной полярности напряжения на затворе, то есть

в режиме обогащения канала (рис. 3.8, а)(

для полевого транзистора с индуцированным каналом параметр напряжения

отсечки Uотс теряет смысл, а более удобным будет понятие порогового

напряжения Uо. Так как номинальный ток через транзистор с индуцированным

каналом развивается при условии, если напряжение на затворе

Uзи ( 2Uо, то и максимальная крутизна его достигается при Uзи ( 2Uо;

если концентрация электронов, поступившая из диэлектрика, очень

высокая, то в подложке p-типа между стоком и истоком образуется n-канал, но

он возникает при Uзи = 0, следовательно, такой канал уже нельзя называть

индуцированным, и транзистор в этом случае принято называть МОП-

транзистором со встроенным каналом (встроенным заранее). Технологически

встроенный канал получают с помощью ионного легирования в виде тонкого

приповерхностного слоя. Такие транзисторы работают при обеих полярностях

напряжения на затворе, то есть в режиме обогащения и обеднения канала (рис.

3.8, б);

[pic] [pic]

подложка МОП-транзисторов делается из материала с высоким удельным

сопротивлением ( для облегчения образования канала и увеличения пробивного

напряжения переходов стока и истока;

механизм работы МОП-транзисторов с n- и p-каналами одинаков, а

принципиальная разница в свойствах дана выше;

сочетание МОП-транзисторов с n- и p-каналами получило название

комплементарных пар, или дополняющих транзисторов (рис. 3.9); при таком

включении МОП-транзисторы работают в режиме малого потребления мощности,

так как при любой полярности входного сигнала один из транзисторов всегда

закрыт и в цепи течет лишь ток неосновных носителей.

[pic]

Рис. 3.9. Комплементарная пара на МОП(транзисторах

3.3.2. Стоковые характеристики и параметры МОП-транзисторов

При отсутствии напряжения на стоке (Uси = 0) тока в канале нет: поле в

диэлектрике однородное и поперечное сечение канала одинаково по всей его

длине. По мере увеличения Uси увеличивается ток стока, меняется структура

канала, так как разность потенциалов между затвором и поверхностью в

направлении стока начинает уменьшаться, и тогда, когда она станет равной

нулю, сформируется горловина канала. Напряжение на стоке при этом

называется напряжением насыщения Uси.н, а ток, соответствующий ему, ( током

насыщения (Iсн)(

[pic]. (3.7)

Дальнейшее изменение напряжения на стоке почти не вызывает прироста

тока стока. Таким образом, статическая стоковая характеристика МОП-

транзистора при любом типе канала, как и у транзистора с управляемым p-n-

переходом, состоит из крутого и пологого участков (рис. 3.10, а, б).

[pic] [pic]

Рис. 3.10. Стоковые ВАХ МОП-транзистора: а ( с индуцированным каналом;

б ( со встроенным каналом

В пределах крутого участка ток стока является функцией двух напряжений

(Uзи и Uси), а на пологих ( функцией одного (напряжения на затворе Uзи).

Крутые участки статических стоковых ВАХ используются в импульсном режиме, а

пологие ( в усилительном.

Использование в импульсном режиме крутых участков ВАХ диктуется

необходимостью получения возможно малого остаточного напряжения на открытом

транзисторе.

При инженерном проектировании усилительных каскадов достаточную

точность расчета обеспечивает следующая аппроксимация вольтамперных

характеристик:

а) для крутых участков ВАХ, где Uси < Uзи ( Uo), ток стока является

функцией двух напряжений:

[pic] (3.8)

где b ( удельная крутизна МОП-транзистора, мА/В2(

[pic]

где Сo ( удельная емкость между металлом и поверхностью полупроводника

(затвор-канал), определяет управляющую способность затвора, пФ/мм2(

[pic]

где d ( толщина диэлектрика ( d = 0,1(0,15 мкм).

Ключевые схемы работают на крутых участках ВАХ, то есть при очень малом

остаточном напряжении на открытом МОП-транзисторе (порядка

0,1 В и меньше), следовательно, справедливо выражение Uси Uсин ток стока остается без изменения: Iс = Iсн,

поэтому,[pic]подставив в формулу (3.10) значение [pic], получим выражение

(3.11) для пологих участков ВАХ(

б) для пологих участков ВАХ

[pic]

(3.11)

Из выражения (3.11) можно получить значение крутизны МОП-транзистора

S = b(Uзи ( U0).

За номинальный ток МДП-транзистора принимается ток, соответствующий

напряжению на затворе Uзи ( 2Uo, следовательно S = bU0

[pic].

(3.12)

При номинальном токе через транзистор напряжение насыщения стока Uсин =

Uо.

Примечание 1. Формулы, описывающие крутые и пологие участки вольт-

амперных характеристик МОП-транзистора, справедливы для транзисторов, у

которых концентрация примеси не превышает 1015см( 3. Если оговаривается

более высокая концентрация примеси, то необходимо ввести поправочный

коэффициент ( в формулу (3.9), описывающую крутую часть стоковой ВАХ.

[pic] (3.13)

где [pic]

(пм ( контактная разность потенциалов между полупроводником и металлом;

а ( коэффициент, характеризующий влияние объемного заряда в подложке,

[pic]

где N ( концентрация примеси.

Как только напряжение на стоке достигнет значения насыщения Uсн, ток

стока становится функцией лишь напряжения на затворе

([pic]) и напряжение насыщения

[pic]

(3.14)

Следовательно, для пологой части ВАХ при высокой концентрации примеси

справедливо выражение

[pic]

(3.15)

Примечание 2. Проведенный анализ ВАХ МОП-транзистора справедлив для

наиболее распространенного режима, когда исток транзистора соединен с

подложкой. Если между подложкой и истоком приложено напряжение, то возможно

«двойное управление током», так как ток стока становится фактически

функцией двух напряжений, и в этом случае в формулу (3.15) необходимо

внести соответствующую поправку, которая учитывает возможность двойного

управления током(

[pic]

Напряжение между подложкой и истоком Uпи берется по модулю. Как видно

из последнего выражения, наличие напряжения между подложкой и истоком

равносильно увеличению порогового напряжения.

Преимуществом МОП-транзисторов перед канальными является более высокое

быстродействие, что объясняется меньшей длиной его канала.

Недостатком МОП-транзисторов в сравнении с канальными является наличие

шумовых флуктуаций и нестабильность характеристик во времени. У канальных

транзисторов этот недостаток отсутствует, так как у них канал отделен от

поверхности обедненным слоем, что гарантирует отсутствие дефектов

кристаллической решетки, загрязнений, поверхностных каналов ( все то, что у

МОП транзисторов является причиной шумовых флуктуаций и нестабильности

характеристик.

3.4. Инженерные модели полевых транзисторов

3.4.1. Полевой транзистор с управляемым p-n-переходом

По правилам строгая эквивалентная схема канального транзистора

предполагает использование модели с распределенными параметрами, так как

области канала и затвора представляют собой распределенную RC-цепь. Однако

расчеты, связанные с такой моделью, получаются неоправданно сложными,

поэтому в инженерной практике используют эквивалентную схему с

сосредоточенными параметрами (рис. 3.11). Схема дана без учета

индуктивностей выводов полевого транзистора (ПТ), влияние которых

проявляется в диапазоне частот свыше 300 мГц. В схеме:

S*(w) ( действующая крутизна транзистора;

Сзи, Сзс, Rзи, Rзc ( соответственно емкости и сопротивления

обратносмещенного перехода;

rзи и rзс ( омические сопротивления области затвора;

rси ( дифференциальное сопротивление канала (его нередко называют

внутренним сопротивлением);

rс ( сопротивление области стока;

rи ( сопротивление области истока.

С учетом практических областей использования ПТ эквивалентную схему

можно упростить. Так, например, сопротивления Rзи, Rзc имеют величины

108(1010 Ом, поэтому учитывать их целесообразно только при использовании ПТ

в схемах электрометрии. Влияние омических сопротивлений области затвора rзи

и rзс (их величина не превышает 10(20 Ом) незначительно вплоть до

предельной частоты генерации. Влияние дифференциального сопротивления

канала в типовом для усилительных схем диапазоне частот (до 0,7 fг) на

усилительные и частотные свойства ПТ может также не учитываться. Анализ и

расчеты частотной зависимости крутизны ПТ показывают, что для современных

ПТ граничная частота крутизны превышает предельную частоту генерации

транзистора в 2(5 раз, поэтому в типовом диапазоне

использования ПТ зависимость крутизны ПТ от частоты может не учитываться:

граничная частота крутизны определяется как частота, на которой

модуль крутизны уменьшается в [pic] по сравнению с его максимальным

значением. На основании этих аргументов эквивалентная схема (рис. 3.11)

может быть упрощена до вида (рис. 3.12).

[pic]

Рис. 3.12. Упрощенная эквивалентная схема полевого канального

транзистора

Эта схема вполне пригодна для инженерных расчетов усилителей на ПТ и

широко используется разработчиками электронной аппаратуры. В упрощенной

схеме ПТ крутизна S ( реальная величина, измеренная в статическом режиме.

3.4.2. Полевой МОП-транзистор с изолированным затвором

В отличие от канального транзистора в МОП-транзисторе необходимо еще

учитывать активное влияние подложки, которое в эквивалентной схеме для МОП-

транзистора можно отразить в виде генератора тока. В реальных дискретных и

интегральных схемах подложку обычно соединяют с истоком и тогда генератор

тока можно исключить из схемы. Кроме того, сопротивления участков

затвор(исток и затвор(сток в МОП-транзисторе учитывают сопротивление

диэлектрика в области затвора. Входное сопротивление ПТ со стороны затвора

составляет не менее 1014(1017 Ом, поэтому с этими сопротивлениями реально

нужно считаться только в электрометрических схемах. На основании

проведенного анализа в данной работе будет дана только упрощенная

эквивалентная схема МОП-транзистора (рис. 3.13), используемая в типовых

инженерных расчетах усилителей.

Крутизна по затвору в этой схеме предполагается не зависящей от

частоты. Кроме того, в схеме отсутствует сопротивление участка

«подложка(сток» (Rпс), но оно так велико по сравнению с сопротивлением

канала (rси), что с его шунтирующим действием можно не считаться.

Более подробное описание эквивалентных схем полевых транзисторов с

объемным и приповерхностным каналами дано в [1].

[pic]

3.5. Полевые транзисторы в рабочем режиме

Принцип построения усилительных схем на полевых транзисторах

практически не отличается от схем на биполярных транзисторах (входная,

выходная цепи, цепи автосмещения, цепи обратной связи и т.д.).

Принципиальной разницей является отсутствие входных токов у полевого

транзистора, поэтому схемы автосмещения построены таким образом, чтобы эти

токи не появились. Входные сопротивления усилителей на полевых транзисторах

очень велики, поэтому там, где стоит вопрос о согласовании низкоомной

нагрузки с высокоомной, полевые транзисторы имеют явное преимущество перед

биполярными; это, конечно, не значит, что у биполярных транзисторов нет

преимуществ перед полевыми.

3.5.1. Схемы включения полевых транзисторов в рабочем режиме

Полевые транзисторы, как и биполярные, имеют три основные схемы

включения ( с общим истоком (ОИ), с общим стоком (ОС), с общим затвором

(ОЗ), но эта схема в реальной практике не получила распространения.

На рис. 3.14 дана основная схема усилителя мощности на полевом

канальном транзисторе с ОИ. Эта схема ( лучший усилитель мощности, так как

она усиливает и по току и по напряжению.

[pic] (3.16)

[pic] (3.17)

[pic]

(3.18)

Кроме того, схему с ОИ можно использовать в качестве фазоинвертора:

фазу входного сигнала схема с ОИ на выходе меняет на противоположную.

На рис. 3.15, а приведена схема на полевом транзисторе со стопроцентной

ОС по току ( истоковый повторитель.

[pic]

Рис. 3.14. Схема усилительного каскада на полевом транзисторе с ОИ

[pic] [pic]

По схеме замещения (рис. 3.15, б) хорошо видно, что усиления по

напряжению в схеме нет: напряжение на выходе меньше входного; коэффициент

передачи напряжения в истоковом повторителе со входа на выход еще меньше,

чем в эмиттерном повторителе (0,5(0,7)

[pic] (3.19)

Не усиливая по напряжению, схема истокового повторителя хорошо

усиливает по току, поэтому она может быть использована в качестве усилителя

мощности.

Главным достоинством схемы с ОС является ее высокое входное

сопротивление, которое объясняется тем, что в схеме усилителя действует 100-

процентная отрицательная обратная связь по переменной составляющей тока.

Имея большое входное и малое выходное сопротивления, схема истокового

повторителя широко применяется для согласования высокоомной нагрузки с

низкоомной, например, во входных цепях измерительных вольтметров,

осциллографов.

4. Основы цифровой схемотехники

4.1. Классификация электронных схем

Все электронные схемы принято делить на два класса:

1. Цифровые схемы (ЦС).

2. Аналоговые схемы (АС).

В цифровых схемах сигнал преобразуется и обрабатывается по закону

дискретной функции. В основе цифровых схем лежат простейшие транзисторные

ключи (рис. 4.1, а), для которых характерны два устойчивых состояния (

разомкнутое и замкнутое. На основе простейших ключей строятся более сложные

схемы (например, логические элементы, триггерные устройства и тому подобные

схемы).

В аналоговых схемах сигнал преобразуется и обрабатывается по закону

непрерывной функции. В основе аналоговых схем лежат простейшие усилительные

ячейки, на основе которых строятся сложные многоступенные усилители,

стабилизаторы напряжения и тока, генераторы синусоидальных колебаний и тому

подобные схемы.

Особенности режимов цифровых и аналоговых схем можно объяснить,

используя передаточную характеристику (рис. 4.1, б), которая выглядит

одинаково для того и другого класса схем, однако, использование этой

характеристики для каждого класса принципиально отличается.

Обозначения, принятые для передаточной характеристики (рис. 4.1, б):

Uвх 0 ( уровень низкого напряжения на входе ( уровень логического нуля;

Uвх 1 ( уровень высокого напряжения на входе ( уровень логической

единицы;

Uвых 0 ( уровень низкого напряжения на выходе ( уровень логического

нуля;

Uвых 1 ( уровень высокого напряжения на выходе ( уровень логической

единицы;

еп1 ( уровень напряжения помехи на входе для цифровых схем;

еп2 ( уровень напряжения помехи на входе для аналоговых схем;

[pic]

[pic]

В транзисторном ключе два его устойчивых соcтояния (замкнутое и

разомкнутое) соответствуют точкам А и В. Входные и выходные сигналы могут

иметь лишь два уровня( Uвх.А и Uвх.В, или Uвых.А и Uвых.В. Форма

передаточной характеристики между точками А и В несущественна, так как при

ее деформации выходные параметры остаются без изменения (на рис. 4.1, б

деформация характеристики показана пунктирной линией). Следовательно,

транзисторные ключи (и цифровые схемы) мало чувствительны к разбросу

параметров, к температурному дрейфу, временному дрейфу, к внешним

электромагнитным помехам и к собственным шумам.

В усилительных каскадах используется участок характеристики между

точками СD. Следовательно, входные и выходные сигналы могут принимать любые

значения в пределах этого отрезка характеристики. Учитывая возможную

деформацию характеристики, делаем вывод о том, что усилительные каскады

(аналоговые схемы) очень чувствительны к разного рода помехам, к разбросу

параметров, к температурному дрейфу, временному дрейфу.

4.2. Параметры транзисторного ключа

1. Остаточное напряжение и остаточный ток.

Под остаточным напряжением надо понимать уровень напряжения на выходе

открытого до насыщения транзистора. Величина остаточного напряжения

находится в прямой зависимости от степени насыщения транзистора: чем глубже

насыщение транзистора, тем меньше остаточное напряжение на его выходе.

Глубокое насыщение наступает в том случае, если транзистор переходит в

режим двойной инжекции: инжекция в базу идет и из эмиттера, и из

коллектора. Обычное значение остаточного напряжения на выходе насыщенного

биполярного транзистора лежит в пределах Uост=0,05(0,1В. У полевого

транзистора эта величина может быть гораздо меньше.

Под остаточным током подразумевается ток неосновных носителей через

закрытый транзистор. Его величина очень незначительна и чаще всего им

пренебрегают, но при повышении температуры и частоты с ним приходится

считаться.

2. Степень насыщения транзистора в схеме ключа. Существует понятие

формального критерия насыщения ( когда на коллекторе действует прямое

напряжение. Но транзистор обычно работает в режиме заданного тока, поэтому

для оценки степени насыщения транзистора более удобен токовый критерий

[pic]

(4.1)

где Iкн ( ток насыщения транзистора; ( ( статический коэффициент передачи

тока базы; I+б ( отпирающий базовый ток. Чтобы оценить силу неравенства

(4.1), вводится особый параметр ( степень насыщения S(

[pic]

(4.2)

3. Быстродействие ( время отклика схемы на сигнал, то есть это время, в

течение которого транзистор переходит из закрытого состояния в открытое и

наоборот. При этом самым важным параметром можно считать среднее время

задержки распространения сигнала tср.зд.. Чем глубже насыщение транзистора,

тем хуже быстродействие ключа в целом. Чтобы не допустить ощутимой инжекции

со стороны коллектора в то время, когда потенциал коллектора изменился на

противоположный, коллекторный переход шунтируется диодом Шоттке, падение

напряжения на котором не превышает 0,2(0,4 В (рис. 1.8). При этом несколько

увеличивается остаточное напряжение на транзисторе, но это окупается

высоким быстродействием ключа.

4. Помехоустойчивость ( устойчивость схемы против ложного срабатывания.

Статическая помехоустойчивость ( максимально допустимое напряжение

статической помехи, при которой еще не происходит изменения выходного

напряжения. Под статической помехой понимают паразитные напряжения и токи,

длительность которых значительно больше времени переключения схемы из

одного состояния в другое. Измеряют помехоустойчивость обычно в вольтах. По

отношению к полярности входного сигнала помехоустойчивость может быть

существенно разной.

Динамическая помехоустойчивость возникает в переходных процессах.

5. Нагрузочная способность ключа.

Типичным для ключевых схем является сочетание нескольких ключей,

соединенных последовательно или параллельно. В последовательной цепочке

(рис. 4.2) каждый ключ может управлять не одним, а несколькими ключами.

Поэтому нагрузочной способностью ключа называют количество параллельно

включенных ключей, которыми способен управлять данный ключ.

[pic]

Рис. 4.2. Ключевая цепочка

В схеме рис. 4.2 показано, что второй транзистор VT2 управляет не

только ключом VT3, но и еще рядом ключей ( VT4, VT5, VT6.

Величина тока, отпирающего ключ VT2,

[pic]

(4.3)

где U* ( напряжение отпирания эмиттерного перехода втранзисторе; Rк (

резистор нагрузки в коллекторной цепи VT1, который играет роль резистора

смещения в цепи базы VT2.

Коллекторный ток в последовательной цепочке

[pic]

Следовательно, коллекторный и базовый токи в последовательной цепочке

почти одинаковы.

Обозначим число ключей, нагруженных на VT2, через n. Если допустить,

что отпирающий ток (Iб) равномерно распределяется между базами всех

параллельных ключей, то в цепи базы каждого ключа будет протекать ток

[pic]

(4.4)

Отпирающий ток должен удовлетворять токовому критерию насыщения (4.1),

из которого можно получить принципиальное ограничение на нагрузочную

способность ключа. Кроме того, учитывая, что ограничение должно быть

достаточно жестким, то есть необходимо не просто обеспечить насыщение, а

минимальную степень насыщения транзистора Sмин (4.2) получаем

[pic]

(4.5)

где ( ( коэффициент передачи базового тока при нормальном включении

транзистора.

В реальных схемах наблюдается неравномерное распределение токов между

базами параллельно соединенных ключей. Дело в том, что крутизна входных ВАХ

транзисторов очень высокая и малейшее несовпадение характеристики одного

транзистора с характеристикой другого вызывает большой разброс в базовых

токах (рис. 4.3)

Чтобы выровнять базовые токи транзисторов необходимо уменьшить крутизну

ВАХ. С этой целью последовательно с базами каждого транзистора включают

резисторы одного номинала. На рис. 4.2 эти резисторы показаны штриховыми

линиями.

На рис. 4.3 второй пучок входных ВАХ транзистора соответствует схемам

ключей с резисторами в цепях базы. Наклон характеристик соответствует

сопротивлению R.

К сведению, сопротивление базы играет ту же роль, что и резистор R, но

его величина не превышает 100(150 Ом. За счет сопротивления резистора R

общее сопротивление базы будет больше, за счет чего и прямое напряжение на

эмиттерном переходе Uэ увеличивается до 1,2 В.

-----------------------

[pic]

[pic]

а) б)

а) б)

а)

б)

[pic]

[pic]

[pic]

а) б)

в)

Рис. 1.10. Схемы однофазных выпрямителей: а ( ОПВ; б ( ДПВ со средним

выводом; в ( мостовой ДПВ (схема Греца)

а)

б)

[pic]

[pic]

а) б)

[pic]

[pic]

[pic]

а)

б)

[pic]

в)

г)

а) б )

в)

а) б)

а) б)

[pic]

[pic]

[pic]

а) б)

а) б)

а) б)

[pic]

[pic]

Рис. 2.16. Рабочая характеристика усилителя (б) и временные диаграммы: а (

входного тока Iб = f (t); в ( входного напряжения

Uб = f (t)

[pic]

а) б)

в)

Рис. 3.11. Полная эквивалентная схема канального полевого транзистора

[pic]

а) б)

а)

б)

Рис. 3.8. Стокозатворные ВАХ МОП-транзисторов: а ( с индуцированным

каналом; б ( со встроенным каналом

а) б)

в)

а) б)

Рис. 3.13 Упрощенная эквивалентная схема МОП-транзистора

а)

б)

Рис. 3.15. Истоковый повторитель на полевом транзисторе: а ( схема с ОС; б

( схема замещения для анализа Кус, Rвх

а)

б)

Рис. 4.1. Транзистор в режиме ключа: а ( схема ключа; б ( передаточная

характеристика электронных инвертирующих схем

[pic]

Рис. 4.3. Распределение токов в базах ключей

[pic]

Страницы: 1, 2, 3